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基于电热的IGBT模块结温估算模型及热性能分析
辛新1，张承宁* 1，赵靖* 2
1北京理工大学电动车国家工程实验室，北京100081
2A北京理工大学复杂系统智能控制与决策重点实验室，北京100081
电子邮件：mrzhchn@bit.edu.cn，bitxx_ev@126.com
摘要 - 本文提出了一种绝缘栅双极型晶体管（IGBT）功率模块的电热结温度（Tj）估算方法。首先，研究了IGBT的内部结构及其暂态特性，分析了影响功率损耗的因素及其基本影响规律，得出了多变量损耗计算模型。然后利用损失和Foster模型的耦合，获得最大Tj。 通过IPOSIM和有限元方法的仿真验证了该方法的有效性，结果的比较表明，该方法的差异小于4％，说明了估计模型的准确性。最后，在ANSYS中探索模块的热性能与其内部结构的关系，以进行优化设计。该模型有助于IGBT模块的可靠性验证和更合理的热设计。
关键词 - 结温估算，电热，IGBT，有限元法。
介绍
广泛应用于功率逆变器等大功率场合，具有KHZ级开关频率的IGBT产生不可忽略的功率损耗，导致Tj的升高和波动。由失效机理可知，Tj波动较大 由于热膨胀系数不一致导致键合线破损，过高的Tj会破坏芯片，导致器件故障[1]，造成整个设备的中断，甚至导致 造成严重的安全事故。 因此，研究IGBT的温度特性和Tj的预测对提高其热设计的应用可靠性和合理性具有重要的现实意义。
光学非接触和温度敏感电参数（TSEP）方法可以用来测量温度与红外辐射之间的关系，以及一些参数，如通态集电极发射极电压（Uce）[2,3 ]，但这些方法需要在非封装模块中执行。 此外，相关的温度信息可以通过热敏电阻获得，但测得的温度是基片的单点而不是芯片的温度。 在实验条件和设备的约束下，建模已经成为Tj估计的有效和可行的选择。
以Hefner和Sheng [4,5]为代表的基于物理模型的电容器和电阻等电气设备可以模拟IGBT的动态特性，但需要复杂的参数提取。 对测量波形进行曲线拟合的方法可以避免复杂的物理机制，同时获取波形和模型的电热应用是困难的[6,7]。 通过建立多输入变量与Tj的对应关系，提出了基于神经网络的黑箱算法，大大简化了计算过程，但需要大量数据，对突发事件的适应性比较差。 因此，通过对数据表的能量曲线进行拟合以获得损失函数和集电极电流成为一种常用的方法，然而由于存在对物理机制的忽略，其对准确性和通用性有很大限制，并且在典型条件下测量数据。
在前人工作的基础上，提出了一种基于电热耦合的结温估计方法。 损失计算模型结合了曲线拟合和数据表插值的优点，不仅消除了复杂的参数提取，而且在分析内部结构和瞬态转换特性的同时考虑了一些必要因素。 福斯特RC网络和损失计算模型的耦合在Matlab / Simulink中实现。 然后该方法通过IPOSIM和有限元法（FEM）的仿真来验证，这表明模型的准确性。 最后，在ANSYS中探索模块热性能与其内部结构的关系，以优化热设计。
本文的其余部分组织如下：第二节给出了IGBT的结构和瞬态特性分析，并对SPWM调制的传热路径和形式以及损耗计算模型进行了研究。ⅲ。 第四节介绍有限元法（FEM）的验证结果和热性能分析，第五节给出结论。
IGBT的功率损耗分析
2.1导通损耗
如图1所示，与VDMOSFET相比，IGBT在结构上具有附加的P 注入层，从而形成大面积的P N结J1：
图1 N沟道IGBT的内部结构
包含在IGBT中的MOSFET部分工作在线性模式下，IGBT的导通状态特性与PIN二极管类似，因为栅极的电压足够大。 因此，IGBT的等效导通状态模型可以简化为与线性区域中的MOSFET串联的PIN二极管（图2）
图2 IGBT的等效导通状态模型
IGBT的导通电压降UCE 可以是在UPIN 和UMOS 代表的情况下表示如下
0
Uce UPIN UMOS UPIN Rch IC (1)
通道电阻Rch可以表示为（2）L和W代表长度和宽度通道，VG和VT是栅极和阈值电压Cox分别是单位面积电容：
（2）
mu;是受影响的信道移动性温度，并且可以如下表示，其中T0是参考温度[8]。
（3）
因此，IGBT的导通损耗可以表示为如下：（4）
因此，续流的传导损耗（PFWD_con）二极管（FWD）同样可以表示为（5）其中ID，
UD和RD是传导电流，阈值电压和二极管的导通电阻：（5）
2.2开关瞬态过程和损耗的分析
IGBT模块的瞬态损耗由开机构成（PIGBT_on）和关断（PIGBT_off）IGBT和IGBT的损耗FWD的反向恢复损耗（PFWD_rr）。图3呈现IGBT的开关瞬态过程。
图3 IGBT的开关瞬态过程
1）开启过程：
当前上升时间tri：在这段时间内当前首先线性增加到IC，然后是反向峰值由于反平行的反馈，电流IRM被添加二极管。而且uce大约等于DC总线电压（UDC）这段时间。所以呢电流和电压可以表示如下kri是当前的变化率。
（6）
（7）
在一定的条件下，IRM与IC成正比温度，如（8）所示，其中a和b是拟合
与结温有关的参数。
（8）
因此，这个阶段产生的功率损失可以是表示如下：
（9）
电压下降时间tfv：自从的影响指数衰减部分电流较弱，整个过程中电流和电压的变化可以视为线性下降，如（9）和（10）所示其中kfv是电压变化率。当IGBT的时候
集电极电压下降到饱和导通电压，大约为0，电流也达到最终值，实现传导。直流1- =直流fv
（10）
（11）
这段时间的功率损失可以表示出来如下：
（12）
2）开启过程
电压上升时间trv：在这个阶段，uce从Ucem上升到UDC，ic不会改变。设定电压上升率为krv，所以电压和电流在这段时间内可以表示如下：
（13）
（14）
（15）
当前下降时间tfi：ic急剧下降至伊塔在这个阶段和一个峰值电压即是
由感应电压产生的组合效应寄生电感Lpar上的电流斜率di / dt并且二极管正向恢复峰值电压UFRM为同时应用于Uce。其价值是：
（16）
这段时间内的电压可以表示为：
（17）
Itail与Ic成正比，可以表示为如下，其中ktail是比例系数。
（18）
在这个阶段tfi与电流变化不大。所以目前和损失可以表示如下：
（19）
（20）
当前拖尾时间ttail：这个阶段对应于PNP晶体管的关断过程，在此期间MOSFET已关闭，没有反向IGBT的电压，所以N基极面积的少数重组缓慢。电流Ic在速率中下降缓慢此外，Uce可以被视为UDC。
（21）
（22）
（23）
通过上面的分析可以知道IGBT开关损耗与UDC呈线性关系，a与IC的二次关系，因此可以表示为（24）和（25）其中aon，bon，con和aoff，boff，coff可以用kri，kfv，krv，kfi表示温度依赖系数：
（24）
（25）
栅极电阻（Rg）决定了充电和在此期间IGBT输入电容的放电时间通过限制栅极电流的大小来切换脉冲[9]。以及Rg和切换之间的关系特点可以表述如下：
表1 Rg和开关特性之间的关系
考虑到获得变化的难度电流和电压的比率，我们需要一些分数制造商手册提供的典型条件通过分析方法确定系数。然后使用控制变量方法来获取相关的温度和门阻力相关项目分别。因此，损失计算模型包括IC，Rg，UDC，Tj可以得到，如下所示：
（26）
（27）
2.3续流二极管的反向恢复损耗
PFWD_rr在启动过程中生成IGBT及其暂态过程如图4所示。
图4 FWD的反向恢复过程
在三阶段期间，FWD的ID先降到0，然后然后反向增加到最大值-IRM拉出PN结边界的载体。在此外，二极管经受几乎为0的电压在此期间因此而产生的损失
阶段可以忽略不计。
在tfv期间，id同时逐渐降低到0端子电压反向上升至-UDC。因此ud，id和Efrr可以表示如下。
（28）
（29）
（30）
损失计算模型可以用Rg，T表示和其他影响因素，如（14）所示，其中arr，brr，
crr是常数，kre是温度依赖项。
（31）
3.结温温度估计模型
3.1具有SPWM调制的损耗计算模型
由于三相和二电平的对称性结构中的逆变器（图5），两者的波形三相的电流和电压相同相位差。因此，我们只需要采取一个阶段IGBT和FWD用于分析。
图5两电平三相逆变器电路
以U相为例。我们可以切换来自双极性调制原理的规则如图所示。表2中，ur和uc表示三角形调制和基波。
表2 U相运行规则
忽略谐波，相电流和相位电压可以表示如下，其中Um和Im是电压和电流的幅度：
（32）
（33）
在基本周期方面，单臂是根据变化的方波正弦规则以及T1，D1和T4，D4的脉冲宽度第K个开关周期可以表示如下其中T0代表开关周期。
（34）
（35）
因此，T1（PIGBT_con）和D1的传导损耗（PFWD_con）可以表示如下。
（36）
（37）
T1（PIGBT_sw）和D1（PFWD_re）的开关损耗与fsw的开关频率可以表示为：
（38）
（39）
3.2传热模型和RC网络分析
FF600R06ME3 IGBT模块的内部结构本文研究如图6所示。
图6未包装IGBT模块的内部结构
该模块由七层不同的层组成材料，可以看到IGBT和二极管的芯片作为热源并焊接到使用的衬里上以确保良好的导热性以及提供用于基材的电绝缘。该模块已填充与绝缘硅胶，使热量主要转移从上到下以热传导的形式[10]。其横截面和传热图如图7所示。
图7。 IGBT模块的横截面和传热图
集中参数方法可用于热分析和两种典型的网络模型它们是Foster和Cauer模型（图8）。
图8。 （a）培养网络（b）Cauer网络
Cauer模型的建立需要结构化每层的参数，使它可以代表实际层的热阻。相反，培育模式不能对应实际的阻力但很容易实现。考虑到我们的目的研究是为了获得Tj而不是温度在层中分布，我们可以适应热阻抗曲线（图9），由制造商的数据提供按照第4章的RC网络方程（8）并假定热时间常数为四层分别为0.01,0.02,0.05,0.1。
图9 瞬态热阻抗曲线
（40）
3.3电热耦合和Tj结温估计
损耗计算和RC网络耦合得到具有电热基础的Tj预测模型耦合。如图10所示，该切换周期的Tj被输入到损失计算模型中下一个周期，然后输入到RC网络，获得下一个周期的Tj。
图10。 IGBT模块的结温估计图
我们如下设置示例的参数其中fo是外频，M是调制比率，cos˳是功率因数，Tc是温度的底物。
表 3 示例的参数
如图11所示，IGBT和FWD的Tj升高地迅速，然后来到一个相对稳定的数值，这是热平衡状态。
图11 IGBT和FWD的瞬态结温趋势
此外，英飞凌提供的IPOSIM用于计算和数值比较显示为下面显示了不同之处参数均在4％以内，说明其准确性该模型。
表4 模拟结果的比较
4.样品验证和基于ANSYS热性能分析
4.1三维建模和稳态验证
验证我们进行的模型的准确性ANSYS中FF600R06ME模块的有限元模拟。各自的结构参数和热性能层显示在下表中。
表5 IGBT模块的结构参数
三维建模和材料设置基于上述参数，然后模型是导入到ANSYS所在的底面基板设定为50℃，并施加热负荷单芯片。
图12稳定状态的温度分布
温度场的解决方案如图12所示IGBT和FWD的Tj分别为61.537℃和55.128℃，这可以很好地说明其正确性RC网络和温度估计模型。
4.2研究热量与结构参数之间的对应关系
性能和结构参数作为设计应考虑的因素优化，模块的热关联性能与其内部结构和材料有关很有必要研究。在本文中，选择基材和焊料层的厚度作为用于优化分析的设计变量。
考虑到复杂的结构和差异不同类型之间的热阻不同散热器的作用相当于散热器的作用本文的对流换热和系
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