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用于直流配电网中高频隔离的双向CLLC谐振变换器的设计方法
Jee-Hoon Jung, Member, IEEE, Ho-Sung Kim, Member, IEEE, Myung-Hyo Ryu, and Ju-Won Baek, Member, IEEE
摘要——本文提出了一种用于低压直流配电系统的且采用新型对称LLC型谐振网络的一种双向全桥CLLC谐振变换器。由于对称LLC谐振网络具有原边开关的零电压开关能力和输出整流器的软换向能力，该转换器可在高功率转换效率下工作。另外，所提出的拓扑结构不需要任何缓冲电路来降低开关器件的电压应力，这是因为主功率级和次级功率级的开关电压分别由输入和输出电压限制。另外，任何方向的功率转换效率都是完全相同的。本文中采用数字控制方案，使用数字信号处理器研制了一款用于380V直流母线的高频电流隔离的5千瓦样机，并提出了智能数字控制算法来调节输出电压并控制双向功率转换。使用该样机获得了实验结果来验证所提出的拓扑和控制算法的性能。在双向运行状态下，转换器可以软改变功率流向，其最大功率转换效率为97.8％。
关键词——双向转换器，CLLC谐振，直流配电网，高频隔离，软开关。
1.引言
诸如电池充电器，汽车，可再生能源，不间断电源（UPS）和智能电网电力系统等许多电力应用需要双向DC-DC变换器（BDC）在能源生产和负载设备的直流电压总线之间作为接口[1] - [4]。目前，大量软开关BDC着眼于消除开关损耗，减少电磁干扰，实现可达到的高频工作能力。因此，高功率密度的功率变换技术已被开发并被广泛研究[5] - [12]。
有学者已经提出了几种隔离的BDC拓扑结构用于直流配电系统的应用[13]，[14]。它们是实现电气隔离的很好的解决方案，可减轻或降低系统的重量，尺寸，体积，被动隔离器例如电力变压器的成本。隔离的BDC可以提高安装的灵活性，并可以使用高频变压器和有源电力开关器件控制电气隔离的能力。尤其是，隔离型BDC是为直流配电系统的功率控制接口在直流母线和交流电网[15]，[16]以及燃料电池和混合动力汽车[17]之间的高频电流隔离而开发的，[18]。对于直流配电系统，隔离的BDC可以提供清洁和稳定的电力，这意味着高可靠性，高效率，有效性和可操作性[19]。
有学者提出了全向移相全桥变换器用于储能系统的高频电气隔离[20] - [23]。该转换器可以使用零电压转换特性来提高电源转换效率;然而，它需要输入电压变化来调节恒定的输出电压，因为此拓扑结构只能实现降压功能。针对使用无源[17]，[24]，[25]，无损[26]和反激[27]缓冲电路的双向高功率应用开发了升压型全桥零电压开关（ZVS）脉宽调制DC-DC变换器。这种拓扑结构适用于双向电源转换，因为它具有用于低电压至高电压功率转换的升压模式以及用于高电压至低电压转换的降压模式。但是，这种拓扑结构需要一个缓冲电路来抑制开关器件的电压应力，这会增加电路的复杂性并降低功率转换效率。
最近，人们对软开关谐振拓扑领域的兴趣越来越大。特别是，LLC谐振变换器已被提出并进行了研究，以提高整体功率转换效率，因为该变换器具有软开关功能，拥有原边开关器件的ZVS和输出整流器的软换流能力[28] - [34]。如果将MOSFET用作开关器件，则由于其ZVS功能，该转换器可以将开关损耗降至最低。然而，LLC谐振转换器只能进行单向功率转换。一个双向全桥CLLC谐振转换器被引入到UPS系统中，没有任何缓冲电路[35]。该拓扑结构可以在原边开关器件和次级整流器的软开关条件下工作。另外，功率开关的电压应力限制在输入和输出电压，而没有任何钳位电路。由于变压器的非对称匝数和谐振网络的不对称结构，该变换器在正向和反向功率转换模式之间显示出不同的运行特性。
本文针对图1所示的380V低压直流（LVDC）配电系统，讨论了具有原边逆变级和副边整流级对称结构的双向全桥CLLC谐振转换器的工作原理和增益特性。本文分析了主开关和输出整流器的ZVS和软换向情况，以设计变换器的谐振网络。基波近似（FHA）将用于分析对称谐振网络相对于工作频率的增益曲线。此外，还要分析增益特性，以避免在高负载和高励磁电感条件下增益下降。智能数字控制算法，如死区控制和开关控制也将提出来调节输出电压和控制双向功率转换。所提出的设计方法和数字控制算法通过使用5kW样机进行了实验验证。
2.双向CLLC谐振变换器的分析
图2所示的提出的双向全桥CLLC谐振变换器具有原边逆变级和具有对称高频变压器的次级整流级的全桥对称结构。原边逆变级中的电源开关将直流电转换为交流电，以通过变压器传输。使用该变压器，变换器可以实现初级侧和次级侧之间的电气隔离。在图2中，变压器Tr用磁化电感Lm和变压器的匝数比为1：1建模。变压器的初级和次级绕组的漏感分别合并到谐振电感器Lr1和Lr2。谐振电容器Cr1和Cr2利用Lr1和Lr2实现自动磁通平衡和高谐振频率。另外，图2示出了转换器中的功率流动方向，其定义如下：充电模式（正向功率流动方向）和发电模式（反向功率流动方向）。
A．运用基波近似（FHA）模型的增益分析
从图2可以看出，所提出的变换器的电路可被简化以获得谐振网络相对于开关频率的增益。由于全桥结构的存在，谐振网络的输入电压是一个从到变化的方波。它可以用傅立叶级数数学表示如下：
(1)
其中t是时间参数，n是傅立叶级数展开的整数参数，fs分别是功率开关的开关频率。 ，的基波分量可以使用FHA方法从(1)中提取，如以下公式所示：
(2)
的有效值，，可以计算为
(3)
用同样的方法，谐振网络的输出电压，，可按如下展开：
(4)
式中是相对输入电压的相位差。那的基波分量，，可从(4)式中提取出，如下所示：
(5)
的有效值，，可计算为：
(6)
整流后电流的基波分量，，可用与(2)式、(5)式相同的方法展开，如下所示：
(7)
式中是的有效值。所以，平均输出电流可用(7)式推得，如下所示：
(8)
既然与相位相同，谐振网络的负载，，如(9)式所示是等于瞬时电压与电流之比的，与实际负载也是相关的：
(9)
图3示出了使用基波等效方法的所提出的全桥双向CLLC谐振变换器的等效电路。变换器的谐振网络由串联谐振电容Cr=Cr1=Cr2，串联谐振电感Lr=Lr1=Lr2和励磁电感Lm组成。由于变压器的匝数比为1：1，因此不影响电路模型。谐振网络的正向传递函数Hr可以导出如下：
(10)
其中是谐振网络的输入阻抗
(11)
其中是原边电感量的等效值，是输出部分的阻抗，相应地如式(12)，(13)所示：
(12)
(13)
从式(3)，(6)，(10)可以推出DC/DC变换的输入输出电压增益为：
(14)
用式(10)-(13)，可推导出变换器在归一化频率下的增益，，如下所示：
(15)
其中和相应地如式(16)，(17)所示：
(16)
(17)
另外，可以使用第一谐振频率fr来描述fn，Q是品质因数，并且k是分别在励磁电感和漏感之间的比例，相应地如下所示：
(18)
图4示出了使用式(15)得出的根据负载电流和归一化频率的3-D增益曲线。该增益在低谐振频率处具有峰值，该谐振频率计算公式包含作为谐振元件的励磁电感。在串联谐振频率fr处，变换器的增益略高于单位增益。在轻负载条件下，增益较高，增益曲线斜率较大。但是，在重载条件下，增益曲线的整体值会下降。较重的负载在所提出的双向CLLC谐振变换器中会得到较低的增益。
B．工作原理
图5展示了所提出的双向CLLC谐振变换器的运行模式。该变换器在单个开关周期内有六种工作模式。模式1,2和3以不同的开关和整流器对重复到模式4,5和6。模式1和4是死区持续时间，模式2和5是谐振和功率传输模式，模式3和6没有谐振。当电源从初级侧传输到次级侧时，主开关工作在逆变模式，而副边开关管都关断，仅使用其体二极管整流而工作在整流模式。
图6展示了所提出的变换器单个开关周期内所有模式的理论波形。在图6中，只有充电模式的波形。然而，在发电模式的情况下，由于功率级和初级侧和次级侧的组件是对称的，所以波形与供电模式的波形完全相同，只是原副边彼此反转。这种对称结构可以保证所提出的转换器的开关控制算法和功率转换效率不参考功率流的方向而改变。详细说明和操作模式说明如下：
模式1 [ta-tb]：这种模式下是一个死区持续时间;没有功率传输到次级整流级。初级电流对初级开关Si3和Si4的输出电容进行充电，并且将Si1和Si2的输出电容放电。充放电过程后，初级电流将通过Si1和Si2的反并联二极管，使得开关在ZVS条件下工作。
模式2 [tb-tc]：Si1和Si2导通，功率将通过变压器Tr传输到次级整流级。由于输入电压源Vin通过Si1和Si2迫使初级电流正向流动，初级电流通过Si1和Si2改变方向为正。在模式2期间，Tr连接到次级侧的输出电压，然后励磁电感Lm的磁能线性增加。因此，Lm不参与初级阶段的谐振。假设死区时间可以忽略不计，可以得到原边电流ip如下所示：
(19)
(19)式中的变量计算如下所示：
(20)
(21)
其中是变压器绕组两端的电压，是两端的电压。另外，励磁电流im可由下式计算得到
(22)
其中，Ts是开关周期。当ip等于im时，意味着谐振结束，原边不再向副边输送功率，模式2结束。当变换器开关频率fs=fr时，△变为0。
模式3 [tc-td]：ip等于im后，谐振停止，功率不再输送到次级侧。因此，次级电流变为零，并且输出电容不能再被充电。初级电流ip等于该模式期间的励磁电流im，并且磁化能量将会继续增加，直到开关Si1和Si2被关断。在此期间，由于输出级与初级侧分离，Lm将参与到谐振。它将形成谐振回路，使Lm与Lr1和Cr1串联。在模式3中，ip与im相加较高的电感量足以忽略其谐振。否则，原边电流可按如下方式计算：
(23)
(24)
模式4 [td-te]：该模式也是Si3和Si4开关对的死区持续时间。此模式下的工作状态与模式1相似;然而，开关对的充电和放电电容与模式1正好相反。通过Si3和Si4的反并联二极管的初级电流可以使这些开关在ZVS条件下导通。
模式5 [te-tf]：Si3和Si4导通，变换器开始将功率从初级侧传输到次级侧。在这种模式下，由于与模式2相同的原因，ip改变其方向。实际上，模式5显示与模式2相同的工作状态，仅是不同的开关对Si3和Si4导通
(25)
(26)
另外，可计算出励磁电流im，如下所示：
(27)
其中。
模式6 [tf-tg]：在模式5之后，谐振和功率传输停止。由于没有通过Tr的功率传输，is变为零，并且So3和So4的反并联二极管实现软换流。作为模式3的相同方式，ip可以计算为
(28)
当模式3和模式6出现在工作时的波形中，就说明输出整流器在功率传输完成后实现了软换流。
3.功率级设计方法
在本节中，将讨论所提出的变换器的功率级的设计方法。本部分由三部分组成：满足软开关条件的励磁电感的设计，谐振网络的设计考虑以及使用线性控制调节输出电压的具有有限增益曲线的谐振网络设计。因此，谐振元件的设计参数（例如励磁电感Lm和谐振电感Lr）将针对所提出的变换器的正常运行进行处理。此外，还将讨论功率级中的其他重要设计因素，例如电感比k，品质因数Q和输出电流Io。
- 满足软开关条件的励磁电感设计
原边功率MOSFET的ZVS和输出整流器的软换向是双向全桥CLLC谐振转换器的效率优化设计的重要因素。在图6中，初级电流在ta时总是负的，这使得Si1和Si2在ZVS条件下工作。同样，由于td处的初级电流的正向流动，Si3和Si4总能在ZVS条件下工作。因此，初级电流应在死区时间内对四个主开关的输出电容放电以实现ZVS。这意味着开关的ZVS条件取决于励磁电感Lm和死区持续时间tdt（tb-ta和te-td）为
(29)
图7展示了原边开关管在模式1时的ZVS特性。
此外，由于开关频率fs和谐振频率fr之间的差异使得模式3和6的存在，所以比谐振频率更低的工作频率可以保证输出整流器的软换向。因此，Lm受限于最大开关频率如下式所示：
(30)
(31)
不等式（31）表明小的Lm可以保证主开关的ZVS。但是，小的Lm也会增加MOSFET，变压器绕组以及初级侧和次级侧的输出整流器的导通损耗。假设转换器工作在除模式3和6以外的四模式情况下，并且tdt和Vf可以忽略不计，式（19）可以改写为
(32)
其中是原边电流ip的有效值，并且
(33)
此外，平均输出电流Io可计算为：
(34)
从式(33)、(3
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