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量化分析和数字预失真线性化电路的射频功率放大器设计
摘要
如果使用专用数字信号处理器来实现数字预失真线性化电路, 就可以大大地降低功耗和增加带宽，并获得显著改进。本文研究了一种基于复杂增益预失真线性化电路数据表的量化效应。通过对射频放大器的增益特性、调制方案的概率密度函数和相邻信道最大允许干扰电平的认识, 本文对字长预失真线性化电路进行了优化分析。本文描述了一种预失真芯片，它被设计用来分析，并且已被制造和测试。与标准数字信号处理(DSP)方案相比, 它在消耗10% 电源的同时提供了七倍高的带宽。
一、导言
未来的无线电通信服务将采用多频谱高效的调制方案, 以提高系统容量。如适当的脉冲整形MQAM调制方案，其高效但苦于包络起伏的的影响。
包络线的波动要求无线电发射机的最终射频放大阶段是线性的, 以保持调制的窄带特性。一种具有适当退避量的A类放大器是线性的, 因此保留了调制的窄带特性, 并具备低功耗特性。
高功率效率是可取的, 特别是在便携设备上，可以通过 AB 类, B类和 C类放大器获得。这些放大器的主要缺点是他们受非线性特征影响。因此, 窄带调制方案和高功率效率的结合, 引入了线性化的需要。其中一种方法是查找表的数字基带预失真器, 如图1所示。
图1 数字基带预失真线性化电路
在这种方法中，数字信号处理器（dsp）用于预失真的基带源信号。源信号在数模转换（dac）之前通过查找表（LUT）[1]-[6]获得，并在正交调制器中向上转换到所需的载波频率。在实践中, 预失真器必须适应放大器特性的变化。这意味着查找表需要不断更新, 以保持源信号与传输信号之间的差异足够小。这是通过在正交解调器中向下转换传输信号并与将其与源信号进行比较来实现的。信号之间的差异指导着查找表的适应。
到目前为止, 只有标准 DSP 设备被考虑用于实现预失真线性化电路[1]-[4] 和[6]。 此类处理器通常使用16或 32 b 的字长, 这对大多数应用程序都是足够的。如果我们通过设计一个专用数字信号处理器 (ASDSP) 来实现线性化电路, 我们可以为给定配置的放大器、调制方案等调整字长。此外，因为 ASDSP将根据要执行的操作进行调整，所以它的复杂性与标准 DSP 相比要小得多。增加的功耗、带宽和芯片面积将是巨大的。
必须选择字长以符合给定的规范, 通常为最大相邻信道干扰 (ACI)。我们将 ACI 定义为信道外残留的峰值光谱密度与调制峰值谱密度的比值。此外, 所需的字长也是放大器特性和调制方案在使用中的一个功能。本文的目的是探讨这些关系的预失真 linearizer 最关键的部分, 这是信号路径的 DAC 的 ('数字预失真器' 在图。1).此部分非常关键, 因为其吞吐量限制预失真系统的带宽。分析结果对预失真系统的设计具有重要的意义, 但也体现了预失真系统的典型复杂性。当将预失真与其他线性化方案进行比较时, 后者非常重要.
本文的下一节介绍了预失真技术。分析、支持计算和仿真实例在111节中给出。最后, 在第四部分中, 我们描述了使用分析设计的芯片。
图2 预失真线性化电路的简化框图
图3 前置补偿器的实现
图4 模拟ACI的函数调制方案, 寻址技术，使用AB类放大器与100查找表条目前置补偿器的功率控制
二、预失真技术
在预失真线性化电路系统中, 非线性放大器前面有逆, 以获得源信号和传输信号之间的一对一映射。放大器被建模为一个记忆水平依赖的复杂增益, G (lspI), 其中 s p 是输入信号的放大器 (见图 2)。预失真增益必须具有相同的属性, 即与水平相关的复杂增益, F #39; (ls, l), 其中 s, 是源信号。当 F (lsTl) G (lspl)= c (其中 c i 是常量和 sp = s、F (/s、i))时, 将获得线性放大.
在本文中, 我们使用了基于表的复杂增益预失真技术 [2], 即预失真是通过乘以源信号 s,=I j Q, 由查找表中获得的复杂增益因子 (见图 3).
a. 查找表寻址
查找表由源信号大小的函数来处理。在121中, 用平方大小来寻址表, 因为它很容易计算。即便如此, 我们还是使用了震级作为地址, 因为我们通过模拟发现, 与使用平方大小相比, 它通常给出了一个给定数目的表项的显著更好的 ACI。其原因是, 平方级地址集中于高振幅的输入, 使得低振幅的表示非常粗糙。如果功率控制是通过改变源信号的振幅 [6] 获得的, 则这种效应在功率控制的存在中更显化。更改源信号的振幅意味着查找表的地址范围也将被更改。因此, 对于低输出水平, 我们将获得更高的准确度, 使用的幅度作为地址相比, 使用的平方大小作为地址。
在图4中, 模拟的 ACI 级别显示为功率控制功能。linearizer 系统是基于 AB 类放大器 (见图 7), 它采用了三种不同的调制方案 (7 r/4 移位 DQPSK, 4-qam, 16 qam), 用平方根提高余弦值进行滤波, 并带有滚断因子0.35。查找表的大小为100项, 采样率比符号速率高八倍。在 图 4 中, 电源控制被定义为相对于最大输出功率的输出功率。可以看出, 显著较小的 ACI 通常是通过使用震级作为
地址与使用平方级作为地址, 即使没有电源控制。B 类和 C 类放大器的差别可能更大, 因为与 AB 类放大器相比, 低输入振幅的非线性更高。
本文的其余部分将不考虑功率控制, 因为长度的限制, 但所开发的方程可以用来满足功率控制简单地通过缩放概率密度函数, 用于表征调制方案。
指定的大小。平方的大小很容易计算与平方根计算, 这是传统上与耗时的算法 (相对于其他操作在预失真器)。然而, 在我们的情况下, 平方根计算在精度方面并不重要, 因此可以采用两个小表的简单插值方案来计算平方根。图5中的表、ABS 和差异都由的整数部分来处理。ABS 表包含 '' 术语, 而比较表包含 '' 术语。的平方根是通过将比较值与的小数部分相乘并将其添加到 ABS 值来获得的。
仿真结果表明, 这种近似计算震级的方法比使用精确的震级 (见表一) 能使 ACI (小于 2 dB) 的小退化。模拟是使用一个 AB 类放大器的最大输出功率 (0dB电源控制) 和一个预失真器与100条目在查找表中进行。ABS 和比较表每个包含八个条目。
图5 地址表计算。
图6 正交调制器校正网络
b. 调制器更正
一个缺点与这一维增益表预失真器是只有相位不变非线性可以线性化。如果系统表现出其他线性和非线性误差, 必须单独处理。一个这样的错误来源是主要遭受线性误差的正交调制器, 具体来说, 1 和 Q 臂的不同增益, 臂间的交叉耦合, 以及与 dc otl 相对应的载波泄漏。交叉耦合通常被赋予为正交相位偏差, 即在调制的 I 和 Q 臂之间的相位偏差从被通缉的 90 '。
在 [SI 和 [9] 技术被提出使用简单的网络由或多或少复杂算法调整。在本文中, 我们使用与 [SI 和 [9] (见图 6) 稍有不同的网络, 但更新算法仍然适用。
增益系数 y, 修正了调制器中 I 和 Q 臂之间增益的差异。交叉系数, Im, 纠正的偏差从正交阶段的 I 和 Q 臂。最后, 对调制器中的载波泄漏问题进行了修正, 并给出了补偿系数。
在本节中, 我们描述了预失真 linearizer 中的三个重要块, 即表地址计算、预失真器和调制器校正网络。下一节将对这些区块中的 tization 效应进行分析。
三、量化分析
必须调查五种不同的量化效果来源:
1) 源信号;
2) 表地址计算;
3) 查找表;
4) 预失真计算;
5) 调制器校正。
具体来说, 我们想找出预失真系统的不同部分所需的位数的字节数来完成给定的 ACI 规范。
下面给出的分析是伴随着在合理的情况下进行的支持移植计算的。在所有情况下, 我们都使用了图7所示的测量放大器特性。该特性作为极性形式的复杂增益, 经过规范化, 简化了分析, 使最大输出功率的增益等于 1.0, 同时也归一化为1。o. 相应的预失真器增益函数如图8所示。放大器被行使, 因此峰值输入振幅导致放大器饱和 (输入振幅 = 输出振幅 = 1.0)。调制方案为 7 r/4 移位 DQPSK, 用带滚系数0.35 的平方根凸起余弦滤波。在分析中, 我们利用振幅概率密度函数, p, (i T), 来表征调制。对于调制方案使用的分析表达式的 p Tr L (是,,. 1) 找不到。因此, 我们的计算是基于一个振幅直方图, 而不是从一个 500 k 符号的模拟得到的采样率, f a, 八倍以上的符号率 fsymbol (见图9)。
图7 测量AB类放大器增益特性复杂,规范化,以便在最大输出功率增益等于1.0
图8 对应在图7中测量AB类放大器特点的前置补偿器复杂增益
图9 模拟pi;/ 4 DQPSK转移幅度直方图,过滤平方根提出了余弦碾轧因素0.35和8倍采样率高于符号率
- 源信号量化
在几乎所有的数字信号处理教科书中, 对量化信号的信噪比 (信噪比) 与字长的关系进行了处理。对于一个真实的和量化的信号, 信噪比由以下方程得出
其中 b 表示比特数和 IC 表示峰值因子, 即峰值振幅与信号 RMS 振幅的比值。峰值因子可以从概率密度函数的调制方案计算为
(2)
假设最大信号振幅等于1.0。
方程 (1) 假定在每个量化步骤上都有一个一致分布的 quantiza 错误。这对于大多数信号, 当量化步骤是相当小的。
当信号是一个复杂的数量时, 量子化功率将加倍, 因为量子化将独立地发生在 I 和 Q 胳膊。因此, 信噪比将减少3.01 分贝, 这是
(3)
Aassuming 量化噪声是均匀分布在频谱 (白噪声), 我们可以计算产生的 ACI 作为
(4)
如果 fs 是采样速率, 则调制的单侧等效噪声带宽 [7] (Beq 等于 , 以平方根凸起的余弦筛选为任何滚出因子).
如果我们有一个理想的预失真系统, 那就是前置补偿器函数正好是反向到放大器的功能, 输出的放大器将是一个放大副本的量化源信号。这意味着量化源信号的 ACI 将保留在放大器输出中。换言之, 我们可以使用 (4) 根据对放大器输出的 ACI 要求来选择源信号的字长。
b. 表地址计算中的量化
由于增益表的大小相对较小, 100 个条目或如此, 字长为 7b足以表示表的整个地址空间。不过, 需要更多位来计算地址。首先, 考虑平方大小的计算, I, ' Qz。由于字长减少了 I 的计算, ' Q: 将变得越来越多的相变, 即如果源信号是一个旋转的相位, 计算的震级会随着字长的减少而波动更多。这意味着, 对于一个固定的源信号量, 不同的表条目可能会被处理, 因为源信号的相位改变, Le. 相邻表项将重叠。结果是表条目的有效数目减少。 通过研究计算的震级, 可以找到最大量化错误在 I 和 Q 信号中的效果。使用是精确的大小和计算的震级 R, 我们获得
因而任何源信号振幅的最大误差成为%fi。安迈信.在具有 N 个条目的表中, 每个条目占据地址空间的 r,,,,,/N, r,,。由于量化错误, 一个条目将占据, 在最坏的情况下, R, ' 2 f i。的地址空间, 因为表项的每个末尾都用安迈信扩展。因此, 内夫表项的有效数目的下限将成为
或如果使用 b 位的字长, 则最大量化错误变为和因此 (6) 可以写为
例如, 如果我们有一个表, 其中有64个条目, 并希望有效的条目数成为至少 60, (7) 给出了计算所需的 11 b 的字长, 这比表示5项的地址空间所需的多。
到目前为止, 我们还没有在量化方面讨论平方根函数。但是, 正如前面提到的, 我们已经通过仿真验证了一个简单的基于表的插值方案, 它可以在不显著增加的 ACI 水平上使用。与 ''计算相反, 由于平方根计算中的量化, 我们不会遇到表条目重叠。相对于精确的解决方案, 条目将占用地址空间的一些较大或较小的部分。但是, 如果使用为 '' 计算 (7) 计算的字长, 此效果将
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