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开关频率强加和DTC 驱动器中的波纹减少使用多级转换器
摘要 提出了一种新的策略, 用于直接转矩控制与施加的开关频率 (DiCoIF)。该策略是专门设计的多单体 (飞电容) 逆变器的任何数量的水平, 这意味着它也可以用于标准的二级逆变。该方法将多单体逆变器的众所周知的优点与直接转矩控制 (DTC) 策略相结合。结果表明, 多单体拓扑具有足够的自由度, 一方面控制了极低的波纹和高动态的扭矩和磁链, 另一方面又施加了开关频率和电容器的电压平衡。本文介绍并讨论了一个标准的二电平逆变器和四电平多单体逆变器的实验和仿真结果。最后, 对经典 DTC 和面向领域的技术进行了比较分析.
关键词 交流电机驱动、频率控制、多级系统、电源电子、扭矩控制.
1介绍
近年来, 一些作者讨论了如何改善直接转矩控制感应电机的行为问题, 特别是通过减少转矩脉动和/或施加电压源逆变器 (VSI) 的平均开关频率。提出了不同的方法 [1]-[3]:-改进查找表;利用空间矢量调制等方法, 改变扭矩控制器的滞后带宽。虽然这些方法非常适合经典的两电平逆变器, 但它们的扩展到更高的级别并不容易。最近, 分析研究允许预测扭矩和通量的演变作为应用的空间载体和机械数量的作用 (轴速度和装载扭矩) [4], [5]。
在本文中, 本文的理论背景被广泛地应用和推广, 设计了一种与逆变器具有任意数 oflevels 的新策略。它不仅允许控制电机的电磁状态 (扭矩和通量), 提高性能 (最小化转矩脉动), 而且控制变频器的功能量, 如开关频率和飞行电容器电压.
2000年11月13日收到的手稿;2001年11月21日修订。推荐的副主编克森提尼彭。
亚比雅生亚和助教 Meynard 是与 Laboratoire d,Electrotechnique et d,Electronique Industrielle, 联合 Mixte de 研究所 INPT-ENSEEIHT/CNRS, 图卢兹 31071, 法国。
犍为县卡瓦略是与工程学院, 系统和机器人研究所, 波尔图, 波尔图, 葡萄牙。
发布者项标识符 S 0885-8993 (02) 02247-0。
1.1 多级电压源逆变器
在 IGBTs 等快速全控半导体的设计中, 已经取得了重要的技术改进。这些改进提高了最大电压和电流的额定值, 但仍存在对所处理电源的重要限制。此外, 在高电压下快速切换 IGBTs 的使用, 可能会产生高的 dV/dts, 这可能会增加绝缘应力的电磁干扰。为了克服这些缺点, 在中压驱动应用领域 (多达 6.6 kV 额定电机), 对新的、更有效的转换结构 (如多级逆变器) 的进化进行了观察。
多单体拓扑 (也称飞行电容器) [6], [7], 是多级转换器家庭的一部分。由于这种拓扑结构所提供的自由度的极大多样性, 在飞行电容器之间的电压平衡变得简化, 开关频率更容易控制 [4]。
1.2 感应电机直接转矩控制技术
直接转矩控制 (DTC) [8], [9] 是一个替代的方法到通量定向控制。其基本原理是直接选择空间矢量和相应的控制信号, 以便瞬间调节电磁转矩和定子流量的大小。可以考虑以下几个优点:-电机参数变化的鲁棒性更高;更高的扭矩动力学;由于不需要旋转转换, 因此更容易实现流量和速度估计。然而, 在 standardversion 中, 即使在高采样频率下也获得了 importanttorque 纹波。并且转换器的开关频率是固有地可变的, 并且非常依赖于扭矩和轴速度。这产生的扭矩谐波与可变频率和噪音的干扰强度非常依赖于这些机械变量, 特别是光栅低速。因此, 多单体逆变器提供的额外自由度 (空间矢量、相位配置,...) 应被控制策略利用, 以减少这些缺点。
2多元VSI阶段的背景、配置和空间向量
图1显示了一个具有三个单元格的多单体逆变器阶段, 它允许生成四个电压电平。对于总线电压的相等份额，在交换单元中, 飞行电容器 Cl 和 C2 必须在Ec/3和 2Ec/3上充电。
表1 p = 3的相位和相位的对应关系
2.1相位配置和相位电压电平
具有 p 单元格的 VSI 阶段具有 2P 不同的配置, 每个对应一组开关信号 [SCp,SCp_1,·· SC2, SC1]。当 SCj = “1”单元格 j 将是' 打开 ', 而它将是' 关闭 ', 每当 SCj =' 0 '。等式 (1) 给出了输出相位电压, Vs
其中 Vcellj= VCj -1 是单元格j的电压(VCj 是电压横跨飞行电容器 j;Vc0 =0;VCp = Ec)在飞行电容器的完全平衡下 Vcellj= Ec/p 和 ⑴ 可以简化, 产生
其中是一个正整数索引识别阶段级别。方程(2)可以得到，由不同的配置，在每一个构型中。在“打开”状态下的转换单元数等于。表I总结了相层之间的对应关系，和构型，为图1的三单元VSI阶段。
2.2 相位级和空间向量序列
一个具有水平的三相多电平逆变器 N 级别在静止中生成3N（N -1) 1空间向量，alpha;beta;框架，该特性与逆变器拓扑无关，根据它的大小，可以生成一个空间向量，由不同的相层序的数目变化从1到N不等。如图2所示, 对于的特定情况, N = 4。
图2 空间矢量和四级三相单元的相位水平序列
3 提议的直接控制开关频率策略(DiCoIF)
3.1 算法对自由度的利用
一个数字式地实施的直接控制算法应该在每个取样期间确定转换器的逻辑状态开关作为瞬时价值的作用在被测量的和/或者被观察的数量过程。由于系统的复杂性, 提出的 DiColF 控制算法分为三个独立的、以级联执行的主要任务 (图 3)。
第一个任务 (I 单元) 的目的是控制机器的电磁状态。扭矩、通量及其衍生物的瞬时值将在 alpha;beta; 平面) 中考虑空间矢量的选择 。一旦选择了空间向量, 就会选择相位级序列 (第二单元)。第二个任务利用超导电机组件, 以便在三阶段中平衡切换事件。最后, 将选择每个阶段的配置 (第三单元)。每一个都必须能够产生在第二单元中选择的相位水平, 并平衡飞行电容器的电压.
这些任务以递归方式执行:-在采样期间选择的空间向量、序列和配置 k 取决于期间所选的 k-1. 完整的示意图显示在图11中, 讨论如下.
3.2 空间向量的选择 (I 单元)
1) 感应电动机的取样比例预测模型: 异步电机的扭矩和定子磁通量可以在alpha;beta;中表示
通过推导它们与时间, 并考虑到感应电动机的线性方程, 可以获得以下精确的方程
图3 提出的DiCoIF算法的三个主要任务
其中: Ls ,Lr分别为定子和转子自电感 , Lm 是相互电感，theta;是泄漏因子
Fi!s = rs --rr
（x，y）是的标量产品，x 按 y。
由 (5) 和 (6) 表示的模型非常适合于预测一个空间矢量的影响 Vs ，在短时间内扭矩和定子磁通量的变化 [4]，相反, 它也可以用来合成空间矢量选择规则 [10]。
2) 最佳空间矢量跟踪: 考虑到在取样时 t 的空间向量位置在alpha;beta;平面为 Qk (图 4), DiCoIF 算法必须然后选择下一个位置, Qh l, 在下一个采样立即完成之前, th l，为了强制切换频率并降低电压步长, 只有一步位移alpha;beta;框架是每个采样周期的授权Ts，因此, 在没有逆变器饱和的情况下, Qk l 必须与六个角之一一致 (Ph = 1. 6) 在居中的初等六边形 Qh.
将在下一期间执行相同的过程以确定下一个轨迹方向, 从而产生 Qk 2, , 它反过来将与在中居中的新基本六边形的六个参与者之一重合 。 Qk l.
与取样期间有关的两个主要任务 k, 必须解决:
a) 选择下一点, qh l, 从实际位置的知识, Qk, , 也从扭矩,定子磁通及其衍生物;
b) 计算即时 t 从 q 到 q k l 将发生.
为了完成任务 a), 用 (5) 和 (6) 所给出的预测模型计算了转矩和定子磁通导数上的开关引起的变化。
图4静止帧中最优空间矢量跟踪(三单元，四级)
是从切换时生成的电压矢量的 Qh 到 Qk 1转换时产生的电压矢量的变化，Pk 是轨迹方向.。
通过忽略漏磁通, 考虑定子磁通量接近其参考值, 在取样秤上应为常数, (7) 和 (8) 近似于
, 其中 0S 是定子磁通矢量的角度。
在 (9) 和 (10) 中的近似是非常有趣的分析球迷通量和扭矩导数变化与相角。图5isa 图形表示 (9) 和 (10)。当 0S 是介于-30°和 30°之间时, 轨迹方向 Pk = 2 增加扭矩导数 (符号 (Delta;T) = lsquo; rsquo;)以及通量导数 (符号 (Delta;O) = lsquo; rsquo;)。例如,Pk = 3，不同选择增加扭矩导数, 但减少通量导数。对这些规则的完整分析导致了选择轨迹方向的第一个查找表 (表 11 (a)), 其中alpha;beta;平面的分区如图 6 (a) 所示。
图5 (a)转矩和(b)定子磁通导数的变化，定子通量矢量角为每个轨迹方向Pk
第二个分区 alpha;beta; 平面在图 6 (b) 中提出, 相应的查找表在表二 (a) 中给出。
经过验证, 无论是在分区还是查找表中, 每当定子磁通矢量位于每个角扇区中间时, 扭矩脉动都是最小的。相反, 当定子磁通向量相对于两个嵌套扇区的边界时, (15) 为 t ^om提供负值, 并且在每个取样周期结束时取消扭矩误差可能是不可能的。因此, 尽管 alpha;beta;的单个分区与相应的查找表相关联的六个角扇区足以控制扭矩和通量, 但它们的组合对扭矩的影响很大。波纹减少，事实上, 因为两个分区由 30 转移。 [见图 6 (a) 和 (b)] 第一个的最大效率, 在扭矩脉动减少发生,当第二个的效率是极小的, 反之亦然。这样就可以得到一个最佳行为, 如下所示: 两个位移轨迹, PhI , 表 11 (a) 和 PhII 从表 11 (b) 是在每个取样期间预先选定。切换延迟, 并且响应 PkI 和 PkII，然后计算。最后, 选择了导致切换延迟接近 Ts/2 的轨迹。
图5 (a)转矩和(b)定子磁通导数的变化，定子通量矢量角，alpha;beta;为每个轨迹方向P
在存在逆变器饱和的情况下, 如果 Ph 为提供无法到达的点 Qk 1, 弹道修正是必要的, 屈服于 Pk 而不是 Pk.
表2 查找空间的选择表在平面向量轨迹
在逆变器饱和的情况下，如果p为q提供一个不可到达的点，对轨迹的修正是必要的，服从于p而不是q。
图7 弹道修正程序的例子
图7给出了三个p导致不可到达点的例子。例如a)和b)，选择最接近的位移方向。例c)说明了一种特殊情况。在这种情况下，不应在最近的情况下进行切换，可达的轨迹大致与相反的方向相反。最受欢迎的一种，由查找表给出。增加或减少扭矩和流量的决定。导数是通过比较导数参考而得到的。由(13)和(14)给出，并分别在整个(5)中估计(6)。
用(15)(见图8)进行切换延迟(任务b)的计算。
Kc和整数正则参数, 可用于调整扭矩和定子通量的瞬态响应.
切换延迟 (任务 b) 的计算是通过 (15) (见图 8) (15), 其中 Are^m, AT ^m 和 (T^m)reS: 分别由 (5)、(7) 和 (13) 给出.
在扭矩稳态操作时
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