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永磁电机驱动器的直接转矩控制
Chris French 和 Paul Acarnley
摘要
许多永磁电机驱动器使用开环转矩控制方式，该方式基于输出转矩与外加电流成正比这一假设。在实际电机中，由于磁体的次最佳对准、磁性材料的不均匀性、电流传感器的非线性以及电流控制器的限制，该假设不一定总是正确的。这些因素以及未经优化的基准电流可能会导致扭矩波动和铜损的不良水平。该论文从相对位置的协同变化率的角度描述了一种估算电磁转矩的方法，并考虑到相互转矩，磁阻转矩和饱和效应。
该论文展示了估算器在直接转矩控制方案的应用。直接转矩控制器可最大限度地提高转矩：铜损比。描述了基于数字信号处理器（DSP）的驱动系统中直接转矩控制器的实现，包括直接转矩控制方案的有效性的稳态和瞬态实验结果。
关键词：转矩估算，转矩控制，永磁电机，位置估计，DSP。
1.引言
许多永磁电机应用在需要迅速精准的转矩响应的装置中，比如动态伺服驱动器。在很多情况下，为了简化转矩控制，假定输出转矩与施加的电流成正比。由于电机结构的不同，这个假设可能不够准确，因为它只是转矩产生的来源之一。在永磁电机中，转矩产生有三个电磁源[l]：
bull;齿槽转矩
bull;磁阻转矩
bull;相互转矩
齿槽转矩由转子磁场和定子绕组槽的相互作用引起，并且与定子电流大小无关。 磁阻转矩是由相电感相对位置的变化引起的。相互转矩是由定子绕组和转子磁场之间的相互耦合引起的。
许多高性能永磁电机在转子上使用表面安装的磁体，转子的定子气隙很大。大气隙确保了转子磁场对定子的最小电枢效应。 这些机器也设计成低显着性，使前两种效应最小化。 一般而言，如果相电流基准和相电动势（EMF）的波形完美匹配，则通过最大化相互转矩分量来最小化转矩脉动[2]，[3]。任何额外的EMF谐波需要被“取消”，这导致理想电流相对于位置激励波形。然而，只有当电流控制器快速动作的时候，这种方法才是有效的，因此电流的有效变化率显着大于位置相关转矩的变化率。
通过使用估算输出转矩的谐波分析，已经有两种通用方法来实现正确的电机电流波形。 首先，有限元分析技术需要详细的电机设计参数和公差来进行密集的离线分析以模拟定子和转子的磁特性[4]，[5]。这种替代的分析方法依赖于获得精确的反电动势形状，然后通过谐波转矩分析，确定最佳电流分布[6]，[7]。需要考虑的驱动器的另一个重要特征是有限的直流母线电压。这个电压是决定电机绕组电流变化发生率的重要因素[8]。无刷直流驱动器中直流母线电压力电流变化的有限能力显着增加了换相点处的转矩脉动的产生，其中相电流需要改变到所需的电流水平和从所需的电流水平改变。在高速情况下[9]，由于相电压的增加，可用电压的比例下降，所以这个问题会变得很重要。这个问题导致设计出具有低相位电感的电机，因此有限的直流母线电压仍然可以在换向点上强制显着的电流水平。正弦激励电机本身具有较小的电流变化要求，因此不易受到由不完善的电流控制引起的转矩脉动分量的影响。 因此，任何有效的转矩脉动最小化方案都要考虑到电机和驱动器的限制，这一点很重要。
虽然[3] - [9]中描述的方案是有效的，但他们认为电机的非线性，特别是磁饱和，可以忽略不计。这种假设可能会限制其转矩波动最小化的能力，特别是在此时电机的定子电流很高[10][11]。因此需要更全面的方法来完全建模磁路，从而可以确定转矩相对位置对电流特性的影响。以前这是通过使用离线有限元技术实现的[4]，[5]，但是这种方法需要详细的电机设计知识。本文中描述的控制器基于电机的磁链对电流与位置特性的关系，从中可以计算出转矩与位置对电流特性的关系。考虑电机的相位电气模型：
(1)
其中和是测量的相电压和电流，分别是定子相电阻，而是瞬时磁链。通过积分测量的电压和电流可以找到磁链
（2）
磁链数据可以从锁定转子或其他调试测试中获得。本文的范围不包括获得磁链特性的调试方案。在本文中，机器的磁链特性是通过锁定转子试验获得的：在特定的转子位置施加一个电压步骤，在（2）中使用所得的测量电压和电流来获得磁链特性。磁通磁链通过开环EMF测试获得。由此产生的特性如图1（a）所示。
通常在电磁系统中，产生的转矩可以通过系数相对于位置的变化率来估计。因此在旋转电机的情况下，转矩可以从中确定
（3）
其中是角位置，#39;是相位系数，是每相产生的电磁转矩。
使用该关系，可以从磁链对电流对位置特征导出系数对电流对位置特征
（4）
其中是总相磁链。由于转矩估算算法的磁通链接基础，该系统可以解释相互转矩，磁阻转矩和饱和效应。由于齿槽转矩构成了磁链的零电流分量的一部分，因此用于从磁链测量中导出共系的方法会导致齿槽转矩被打折。 因此，该控制器被推广用于永磁体和磁阻电机。 图1（b）和（c）显示了所得的系数和转矩特性。
图1.电机模型数据表（a）通量对电流的相对位置 （）（b）伴随能量对电流的相对位置（c）转矩对电流的相对位置。
2.算法概述
直接转矩控制器由三个主要部分组成，如图2所示。
1）转子位置估计：这实现了一个基于观测器的位置和磁链估计器，如作者在先前出版物[12]，[14]中所述。估计器通过积分 -Ri获得磁链，其中和分别是测量的相电压和电流。然后使用一系列预测和校正环路来校正估计，以产生磁链和转子位置估计。位置估计算法使用与转矩估计方案相同的数据库，即磁链对于电流的相对位置。在这个基础上，位置/磁链估计算法能够考虑机器非线性，例如饱和，因此可应用于永磁体和磁阻电机。
图2.转矩估算处理和电流曲线生成的概述
2）转矩估算：磁链对电流相对位置数据库被用来通过调节电流相对位置特性来估算转矩相对位置对电流的特性，（3）和（4）。因此，通过使用由位置估计器提供的位置信息和相电流的测量结果，估计器能够计算由每个相产生的瞬时电磁转矩。在直接转矩控制算法中使用转矩估计方案来估计内部前馈回路中可能的转矩不足。还有一个外部扭矩估算模块，如图（3）所示，并且这仅用于实验性目的而提供转矩的实时估算，即额外转矩估算器对直接转矩控制器的操作没有任何影响提出修改建议。
图3.直接转矩控制算法
3）直接转矩控制算法：该算法获取所需的轴转矩并生成一组优化的参考电流。这些参考电流在最大化每单位定子铜损的转矩方面进行了优化。这是通过导出每个阶段的权重因子来实现的。加权因子是该阶段相对于所发生的铜损失的转矩产生能力的量度，是转子位置和相电流水平的函数。该算法使用相位加权因子以及需求转矩和估算转矩来产生所需的电流需求。该算法还使用内部前馈转矩估算来考虑电机配置和驱动器限制，以便通过下一次采样实际实现所有当前参考间隔。
3.算法操作
直接转矩控制算法的概述如图3所示。该算法的第一个重要特征是缺少传统的反馈回路。 算法通过使用电机的转矩相对位置对电流特性的预测或前馈方法直接调节转矩。转矩特性是在启动时从磁链对电流对位置特性曲线通过系数特性曲线计算出来的。直接转矩控制算法由五个阶段组成，其中前两个阶段确定最佳电流分布，其余三个阶段考虑电机和驱动器限制。
1.相位识别
确定了转子位置之后，借助于实时位置估计方案，转矩相对位置相对电流数据表被用于确定每个阶段的权重因子。这个因素是通过比较每个阶段相对于铜损的转矩产生能力来找到的[13]。因此加权因子可以表示为
（5）
每个电动机相位的瞬时场角连同要求转矩水平一起与所存储的转矩/位置/电流特性结合使用，以找出实现所需转矩所需的相电流。应用于（5）时，这会产生三个表示扭矩产生的加权因子每个阶段的能力。这些权重然后以每单位扭矩表示。在永磁电机中，加权因子与位置关系的形状通常反映机器的反电动势形状。鉴于获得转矩特性表的方式是通过电机的磁链特性，该方案也考虑了诸如磁饱和的非线性。
2.理想参考电流生成
在确定了每个阶段的转矩权重后，算法将需求转矩分成每个阶段的转矩权重百分比。然后通过应用单相来获得最佳参考电流转矩需求和转矩特征表的位置信息。尽管具有较低转矩能力的阶段可以很好地产生转矩，使得总体损失可以最小化，同时仍然实现所需的转矩，导致具有最高转矩产生能力的阶段提供比下阶段更对的转矩。由于损耗随着相电流的平方增大而增大，转矩大小大约与电流成正比，但最好的策略并不总是让具有最高转矩产生能力的相产生太多的转矩。该算法的相位识别方法在这两个因素之间自动平衡。
图4显示了具有不同反电动势轮廓的机器的算法输出。图4（a）和（b）显示了理想的电流参考值，对于其中转矩随位置对电流特性为正弦和梯形的电机而言。该图显示了当前配置文件如何随着电机类型而改变，使用相同的基本算法但电机数据不同。
图4.具有不同EMF形状的电机的产生电流分布图（a）具有正弦EMF曲线的参考电流曲线（b）具有梯形EMF曲线的参考电流曲线。
3.电机和驱动要求
确定了最初的电流参考后，现在可以考虑系统实际。主要考虑的两个因素是电机绕组配置和用于驱动所需电流通过相绕组的有限电压。
首先考虑的是电机绕组配置。在星形连接的三相电机中，相电流总和必须为零：
（6）
不能保证在上一节中生成的初始电流参考值总和为零。 在算法的这个阶段，调整电流参考值，以便在确保(6)满足时，使潜在转矩产生减少的最少，具有最小转矩加权因子的相的电流参考值减小到满足（6）为止。图5显示了这将如何影响具有90°平顶EMF轮廓的电机的电流基准的形状。请注意，在转矩产生能力较低的零交叉点周围，形状会受到影响。
图5.星形连接对参考电流的影响
第二个考虑因素是有限的直流母线电压，该电压限制了通过电机绕组改变电流的速率。 在下一个采样间隔结束时，每个阶段可达到的当前级别可以表示为：
（7）
其中是采样周期，和tau;分别是相电阻和时间常数，是可用相电压。 因此，如果电流的当前值已知，则可确定每相的最大可实现电流。当机器正在经历严重的瞬态转矩需求时，这种考虑可能变得重要。例如，当具有最高转矩加权因子的相在下一个采样间隔期间不能达到其要求的电流水平时，那么必须限制该相的电流基准。电机和逆变器也可以考虑电流限制，以便当达到最大电流额定值时，可以限制初始电流波形。
因此，本模块生成的参考电流是在下一个采样周期内可实现的现实目标。 然而，这组相电流可能不满足所需的转矩要求。
4.升压参考值
本部分的目的是生成额外的电流参考值，该参考值说明了如果将最后一节的参考值应用于驱动电流控制器时会产生转矩不足。这是借助前馈转矩回路实现的。 由最后一部分生成的电流基准与位置信息一起获得转矩估计值。将该转矩估计值与所需的转矩进行比较以产生转矩不足，其中产生的转矩不足将导致输出转矩波动。通过应用转矩不足以增加来自具有最高转矩权重因子相的转矩需求，可产生升压参考电流值。
考虑图5所示对电机的影响，如图6（a）所示，考虑到星形连接导致的参考值下降会引起转矩不足。该转矩不足可用于增大两相电流。由于电机是星形连接的，因此这些升压电流必须相等且幅度相反，以便（6）继续得到满足。 如下一节所述，第一组实验结果进一步阐明了这一操作。
图6.转矩波动最小化（a）输出和短缺扭矩（N·m）（b）当前参考电流调整(A)
5.最终参考电流生成
确定了额外的升压电流需求后，升压参考电流被添加到初始电流参考值以产生最终的优化参考值。然后可以将这些电流施加到驱动器的电流控制器。图6（b）显示了升压参考电流如何影响最后一段产生的参考电流的形状。注意最后的参考也检查是否可以通过下一个采样间隔实现，就使用产生的限值而言在第三阶段图6（a）显示现在达到了所需的转矩，转矩波动最小。这一点通过下一节描述的稳态实验结果来说明。
4. 实验结果
1. 实施
所描述的直接转矩控制算法被实现为基于DSP的驱动系统中的嵌入式代码，参见图7.驱动系统基于工作频率为40 MHz的TI TMS32OC31，所有代码均以“C”形式实现。驱动系统软件在多中断的基础上运行，参见图8，以便直接转矩控制器与位置估算和电流控制器一起提供一个协调的驱动系统。DSP控制器采用10位闪存模数转换器（ADC）捕获相电流和电压，这些转换器由内部中断时钟触发。相电流采用150 kHz带宽Halleffect传感器测量，电压通过分阶段绕组的潜在分隔线。永磁电机装有一个轴耦合的直流电机，其电枢上具有可变电阻。扭矩的测量采用连接在永磁电机和负载机器之间的轴安装光学传感器，其带宽为2 kHz。附录中描述了永磁电机和逆变器的细节。
图7. DSP系统概述
图8. 驱动中断结构
驱动器实时执行以下功能：
bull;位置估计;
bull;磁链估计
bull;bull;转矩估算
bull;直接转矩控制算法
bull;电流控制器
位置估算算法产生转子位置和三相磁链的实时估计。该算法有两种工作模式。 首先，调试驱动器时，系统会建立磁通量对电流与位置特性表的关系。其次，当驱动器处于运行模式时，仅提供估算的转子位置。本文所示的所有实验结果都是在系统运行模式下获得的，即磁链特性已经作为查找表存储，位置算法仅提供估计位置。第三个功能基于测量的电流和转子位置实现转矩估算方案。这种转矩估算方案不会需要包含在非实验驱动器中，但是在实验设置中，它指示内部前馈转矩回路中使用的转矩估算运行得好坏。
由于需要在实验系统内实时执行的软件数量，选择了多级中断实施方案。 该软件的实施使得位置估算，转矩估算和直接转矩算法在333 中断
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