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不完善的制造工艺对永磁同步电机电磁性能和匝间故障检测的影响
Nicolas Leboeuf，Thierry Boileau，Babak Nahid-Mobarakeh，IEEE高级会员Noureddine Takorabet，IEEE会员，Farid Meibody-Tabar和Guy Clerc，IEEE高级会员
摘要 - 本文讨论了在最近的永磁同步电机（PMSM）设计中与使用分数槽集中绕组（FSCW）相关的一些制造不精确性的后果。虽然这些拓扑提高了电机的效率，但它们也导致考虑包括不希望的谐波在内的复杂模型，这些谐波与旋转框架中表达的经典模型可能有很大不同。这可能会影响用于检测一些常见故障的控制和监测技术，例如绕组中的转向短路故障。因此，需要适应性改进经典的故障检测方法。本文认为，在定子背铁和带有FSCW的模块式永磁同步电机的齿之间存在不合适的额外的空隙，二重奏制造工艺不完善。有限元方法和渗透网络模型被用来研究机器的行为。在两种方法之间获得了良好的一致性，验证了这种制造缺陷对机器性能的重大影响。实验测试证实了附加气隙的发生及其对一些经典的匝间故障检测方法的影响。为了在存在固有制造缺陷的情况下考虑相关指标，也提出了改进。索
引术语 - 附加气隙，有限元（FE）方法，匝间故障检测，渗透网络（PN）建模。
一 引言
近几年来，永磁同步电机（PMSM）的设计得到了强有力的改进，以满足公路和航空运输行业的需求。 这些改进提供了新的可能的应用，其中PMSM可以与机械，液压或气动致动器的紧凑性，扭矩/质量比和可靠性[1]。分数槽集中绕组（FSCW）配置现在被广泛使用，主要通过减少线圈末端来创建紧凑型致动器。作为一个例子，库比蒂诺等人。[2]提出了一种高功率密度永磁（PM）电机，包括更多电子飞机应用的容错能力。在[3]中提出了一个广泛的研究，详细介绍了这些拓扑的强度和挑战，就功率密度，转子损耗，容错和制造容差而言。以前的研究可以给出槽和极的各种组合，以获得具有高质量背电动势（EMF）波形的获得通道相位机制[4] - [7]。根据这些组合，FSCW不能总是实现低磁动势（MMF）谐波。在某些情况下，剩余的谐波或分谐波可能很关键，因为它们会产生噪音和振动。还必须特别注意限制齿槽转矩幅度，因为它主要取决于槽和磁体的数量。在[8]中提出了一个关于这个范围的研究，但它不包括影响或制造偏差问题的影响。在[9]中提出了另一项研究，同时考虑到内部永磁电机的MMF和饱和效应。在文献[5]中，使用槽星的原理对反电动势和MMF谐波分析进行了综合研究。已经表明，双层绕组提供了一个低MMF谐波含量的弱抑制电感。这是有益的，因为只有基波空间谐波通常会产生转矩，而未转换的谐波会产生损耗。另一方面，由于不允许限制循环电流，所以无源电感可以被认为是回退后置条件的间隔。由于可靠性对于运输应用是关键的，所以这些PM拓扑结构也可以适用于双通道绕组和容错模式。在这两种情况下，一些研究表明，一些永磁同步电机设计是合适的[6]，[10]，[11]。另一方面涉及具有FSCW的永磁同步电机的制造过程。这种绕组通常与模块化定子一起使用，以获得易于构思，构建和运输的永磁电机。但是，由于这种制造过程，可以确定各种后果。根据装配技术和电动机各部分之间的机械公差，第一个结果可能存在不合适的谐波，至少会产生磁性不平衡。实际上，组装的质量可能会随着插槽略有不同，它似乎可以在每只牙齿上达到相同的机械耐受性[12]。另一个不愿意的结果是齿槽转矩的增加取决于所选择的槽/次数。附加的齿轮副的存在产生重要的齿槽转矩，干扰控制回路和低速时的一般行为。作为安全临界应用的有限元，有时用于制造过程可能导致复合故障检测方法。换句话说，结构失衡创造了更多的制造业故障排除指标。因此，故障检测技术必须考虑到这些方面以避免误报。监测技术可以分为基于数据的方法和基于模型的方法[13]。在文献[14]中，解调技术提供了一种针对故障提出不平衡的解决方案，即前置放大器的电流调制。本文的研究主要集中在统计数据处理上，主要基于电流的幅度和相位调制。虽然它在理论上可以将故障与速度振荡区分开来，但这在实践中并不总是得到验证。在[15]和[16]中，通过时频分析和简单的电压测量，提出了能够检测PM的退磁的方法。在[17]中，提出了一种简单的方法来使用增量直接电感测量来区分去磁和偏心故障。其中一个主要优势是可以零速执行，消除了纯粹机械故障的大部分可能的相互作用。这使得这种方法比[14]和[18]中暴露的经典索引更有趣，而且比需要搜索线圈[19]或时频分析[15]，[20]的方法成本更低。主要缺点是它高度依赖于研究的永磁电机的模型及其饱和程度。在[21]中，基于旋转框架中的二阶谐波提出了一种在线匝间故障检测方法。它基于预先记录的控制电压和实际电压之间的差异，但与[22] - [24]中揭示的其他基于数据的方法不同，它并不真正独立于其他故障。在[25]和[26]中提出的基于模型的方法可能也很有趣，因为它们较少依赖于其他类型的故障，并且包含更多代表性的被监测驱动器模型。但是，它们取决于机器和变频器的参数[27]，[28]。
众所周知，在线匝间短路故障检测是永磁同步电机中的一个重要问题，因为转子通电，因此短路电流无法控制[29] - [31]。本文重点讨论不合需要的额外气隙对在线匝间故障检测的影响。这个想法是：
bull;分析额外空隙的后果;
bull;评估它们对一些在线匝间故障检测方法的影响;
bull;提出一些改进建议。
为此，本文分为三部分。下一节将通过有限元素（FE）和渗透网络（PN）的方式介绍所研究的案例及其建模，以便研究由不希望的额外气隙引起的问题。然后，第三节使用这两种建模技术来分析额外气隙的后果。
图1.18插槽/ 16极PM电机
图2模块化定子（a）分割（b）燕尾 （c）额外气隙模型
最后，第四部分验证了工业原型上附加气隙的发生。它还详细介绍了额外气隙对匝间故障检测的影响，因为它们会产生用于匝间故障检测的相同谐波。还提出了改进措施，即考虑到相互间的失衡检测的相关指标，即在存在相互不平衡的情况下，例如发生附加的失效事件。这将通过使用PM驱动器的改进型号和适用的控制方案来完成。
II 研究案例和建模技术本节的目的是介绍研究案例和建模技术
在本文中，我们将考虑图1所示的18插槽/ 16极PM电机。分数槽PM电机可以使用图2（a）或（b）所示的组装过程来构建。我们假设一个齿与定子轭之间存在一个额外的气隙，导致如图2（c）所示的模型。其厚度被称为ep，并且假定沿着齿顶是恒定的。目标是使用FE和PN开发模型。由于许多配置可能成为目标（缺陷位置，缺陷数量等），有限元计算可能非常耗时。在这种情况下，PN可以提供准确性和计算时间之间的良好折衷。两个主要问题是定子磁通的dq分量和齿槽转矩变化存在偶次谐波。所研究机器的绕组布置如图3所示。其主要特性和参数见表1和表2
- 使用FE和PN建模
- FE分析：FE分析基本上使用FE方法磁性（FEMM）[32]（参见图4）执行。 使用具有矢量电位的标准静磁配方。
图3.一半电机的绕组布置
表IPM电机主要尺寸
表II永磁电机主要参数
图4.使用FEMM对一个附加气隙建模
对于不同的电动转子位置以及直接和正交定子电流分量的不同值，整个线圈中的通量被计算并保存。 这允许实现定子通量的直接和正交分量以及它们随电气位置和电流的变化。 就网格而言，众所周知，机器的正确离散化可以限制主要变量的误差，例如通量。 但是，对于损耗或齿槽转矩，所提出的结果在很大程度上取决于离散化。 为了限制网格的影响，它已经被精化到所有的空气区域，并且三层离散被用于主要的空隙。 元素的宽度与运动的宽度步长角度相匹配，以限制数字错误。 在电气周期中使用足够数量的元件来考虑可靠的谐波评估。 一阶元素已被使用
- PN建模：所研究的机器已经使用完整的PN进行建模，包括附录中给出的定子，转子和气隙网络（见图24）。 有关PN建模的细节在附录中给出。
图5.定子通路的直接组件没有任何故障
图6.定子通量的正交分量没有任何故障
III额外空气间隙的影响
使用前面介绍的方法，本节分析额外空气间隙的影响。 首先，这些制造缺陷影响电磁通量，至少造成结构失衡。 因此,二阶谐波可能会出现在旋转帧中表示的通量中。 这也会导致在相同频率下产生转矩波动。此外,根据PM拓扑结构，它可能会对齿槽转矩产生显着影响，如本文所研究的情况。
A对定子磁通的影响
接下来的五个数字将给出关于定子磁通的dq分量（Phi;d和Phi;q）的各种结果。图 图5和图6示出了在健康机器的情况下（即，没有任何故障）沿转子电气位置以及定子电流（iq）的正交分量的三个值的结果。 可以注意到，FE和PN结果之间有很好的一致性，除了很高的负载外。图7和图8分别表示了元件的光谱分解和对谐波的放大。 结果表明，PN模型
图7.定子通量的直接分量和正交分量的频谱分解没有任何故障
图8.定子通量直接分量和正交分量的频谱分解没有任何故障：放大谐波
图9.带有一个附加气隙ep = 0.2mm的定子 图10.额定气隙ep = 0.2 mm的定子通流
通流的直接分量 量的正交分量
很好地估计了由于电枢反应引起的Phi;d的下降, 而iq的增加量略高估。 在图8中还可以看出，只有当iq增加时六阶谐波的低电平增加。 在空载情况下，这些谐波来自于正弦波的组合，反电动势中的七阶谐波，这是由于PM通量与绕组的相互作用。 这些谐波在三相永磁电机中不能完全消除，例如6kplusmn;1，k = 1,2,3，...的所有等级谐波。
图11. ep = 0.2 mm时定子通量的直接和正交分量的谱分解（基本原理被移除）
图12.定子通量直接分量和正交分量的ep分解为ep = 0.4mm（基本原理被删除）
当机器供应时它们会被放大，并取决于牙齿的饱和程度。这可以通过对Phi;d的PN建模来很好地估计。结果在Phi;q的情况下不太准确。这可以解释为牙齿缺乏细分以及狭缝和狭缝开口周围的渗漏缺乏准确性。当负载增加时，这些区域中的通道被显着修改，并且不能通过不同的负载来表示不同的负载。图如图4所示，考虑到一个齿上有一个附加气隙，结果如图4-11所示。假设ep = 0.2mm，第一个效应就是Phi;d和Phi;q都含有二次谐波，如图4和图5所示。 9和10.这由FE和PN进行了很好的评估。图11给出了在这种情况下的频谱分解。与六阶谐波相反，这些结果表明二阶谐波随iq的增加而略微减小。从图11中还可以看出，在健康的情况下，六阶谐波分量几乎相同（见图8）。图12也给出了光谱
分解phi;d和Phi;q ep = 0.4mm。结果表明，二次谐波的幅值随ep增大而增加。这两种方法在这种情况下也很匹配。此外，我们可以注意到二次谐波的相位取决于定子磁轭中附加气隙的位置。
- 对齿槽转矩的影响
第二个主要因素与齿的附加关系与齿槽转矩的出现有关。 这就决定了在铁板叠片中的位置和厚度之间的差异。使用FE，各种计算方法已经在FEMM下进行了测试。 第一种方法是基于施加在整个转子上的麦克斯韦应力张量，第二种方法是基于应用在气隙中的闭环上的相同方法。
图13.由（顶部）共能方法和（底部）麦克斯韦应力张量获得的齿槽转矩没有任何故障
第三种方法基于使用FE和PN模型的数值方法的系数导数的虚功工作定理。模型并且没有任何电流，计算如下进行。 Nb分支网络的整个系数Wco由下式给出
其中Vj是第j个分支中磁导的磁势，phi;（Vj）是通过第j个分支中磁导的通量。齿槽转矩Gamma;PN基本上是通过
其中theta;m是转子的机械位置。如果采用18槽/ 16极永磁电机并且没有任何结构不平衡，则齿槽转矩非常低，如图13所示。在这种情况下，PN建模不允许获得精确的结果，因为低离散化水平：在这种情况下，由于齿槽转矩的频率非常高[4]，所以在这种情况下需要使用更多的复杂网络。在两个连续的齿上分别有一个额外的蓝牙或两个额外的气隙（分别见图14和15），齿槽转矩的幅度显着增加。
图14.齿轮转矩由有限元方法和PN技术获得，ep = 0.2 mm，在一个齿轮上
图15.在两个连续的齿轮上，FE法和PN技术获得的齿槽转矩ep = 0.2mm
图16.齿轮转矩的有限元分析，通过有限元方法和PN技术获得一齿中不同ep值的数据
该转矩的频率与电源频率的二次谐波相匹配。事实上，额外的气隙现象会激发所有谐波，从而导致各种谐波出现在流量和齿轮转矩上。然而，三种有限元方法给出了不同的结果，即与基于系数的方法相比，第一种方法给出了较高的齿槽转矩，而第三种方法给出的结果较低。使用基于系数FE和PN的方法获得类似的结果。图16给出了前面介绍的三种有限元方法获得的平均齿槽转矩频谱，其结果来自健康情况下的PN建模以及不同ep值的一个齿上的额外气隙情况。
表III直流负载电机的主要参数
图17.实验测试台
它显示了一个重要的二次调和和重要性的增加,从PN模型得到的结果与低次谐波阶次的FE结果接近。 PN技术的主要优点是计算时间。 主要缺点是高次谐波的准确性。 因此，如果将应力施加在高次谐波上，则PN方法需要更复杂的建模
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