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集成正弦电压输出和零共模电压PWM逆变器的无源EMI滤波器的设计
赤木泰文（IEEE研究员），长谷川弘和豆原隆泉
摘要：本文旨在介绍集成小型无源EMI滤波器与电压型PWM逆变器的设计方案。滤波器的作用是从逆变器的三相输出中消除高频共模电压和标准电压。为了验证此滤波器的可行性和有效性，构建了由5kVA逆变器、3.7kW感应电机和专门设计的无源EMI滤波器组成的实验系统。 实验结果显示，当从发电机输出端子来观察时，这时逆变器就表现得如同理想的三相变压变频电源一样，线对线和线对地的输出电压显示成完美的正弦曲线。因此，这种方案可以完美解决PWM逆变器产生高频共模电压和标准电压相关的严重电磁干扰问题。
关键词：共模电压，EMI滤波器，轴电压，三相电压源，PWM逆变器
- 介绍
功率半导体设计的巨大进展使得额定电压发展成600V或1200V甚至10 kHz或更高的绝缘栅双极晶体管（IGBT）。电压型PWM逆变器的载波频率因此得到提高。这会有助于提高电压、电流和扭矩的可控性。 它还有助于减少噪音。但是，IGBT的高速开关会增大高频泄漏电流，轴承电流和轴电压。电力电子和交流电机驱动领域的研究人员和工程师认识到它作为电磁干扰问题[1]。
目前，电压型PWM逆变器的输出端采用无源滤波器来处理EMI相关问题。 已经提出了基于电感器和电容器或二极管的各种类型的滤波器配置[2]–[11]。 例如，Sul等人提出了一种称为“钳位滤波器”的标准滤波器[9]。 虽然此滤波器可有效抑制其电机的高电压梯度。当逆变器和电机之间的电缆馈线很长时，它几乎没有减轻所谓的“轴电压”的能力。到目前为止，还没有关于普通模式和标准的滤波器，或者它对三相线对地和线对线电压影响的研究。已经描述了基于无源组件和有源器件（例如互补晶体管）组合的其他解决方案[12] 和[13]。 Ogasawara等人 提出了一种主要由互补晶体管和共模变压器组成的电路，用于实现共模电压的有源消除[12]。该解决方案有效地消除了线对地共模电压和轴电压。Takahashi等人开发了一种有源EMI滤波器，绕过来自地线的零序电流以降低接地泄漏电流[13]。 但是，这种技术不能解决轴电压问题。有源电路[12] 和[13] 具有局限性，因为额定电压600V或更高的互补晶体管目前在市场上不可用。
本文着重于将专门设计的小型无源EMI滤波器集成到工作在载波或开关频率高达15 kHz的电压源PWM逆变器中。 这项研究的动机是基于众所周知的事实，即载波或开关频率越高，EMI滤波器越小且越有效。EMI滤波器的集成使得线对地和线间线电压呈正弦曲线，就好像逆变器是从电动机端子观察时的理想变压变频电源一样。因此，可以解决由高频共模电压和标准电压引起的所有EMI问题。从5kVA实验室系统获得的实验结果中，证实了专门设计的无源EMI滤波器的可行性和有效性。本文还包含EMI滤波器的设计程序。
- 实验系统
图1显示了一个实验系统的电路配置，该系统在运用IGBT的电压源PWM逆变器的输出端连接了一个小型无源EMI滤波器。该逆变器具有一个数字PWM控制器，其中三相正弦平衡参考信号与频率为15 kHz的重复三角载波信号进行比较，以生成IGBT的栅极信号。EMI滤波器组成三个标准指示器，为单个共模电感，电容和电阻。一个由三个电感器L，三个电容器C和三个电阻器R的组合形成一个标准滤波器，消除三相线到线电压的高频标准电压。尽管其安装使得线间电压波形为正弦波，但它不会对每个线电压产生影响。
图1 实验系统
共模电感器所有的三相绕组在相同的磁芯结构上具有相同的极性，这种结构提供高共模阻抗和几乎为零的标准阻抗。一般情况下，将标准滤波器的地点连接到直流母线中点，将共模电流I转换到直流母线。如图1所示，当中点较远时，直流电容的负母线可以代替中点。
图2显示了共模电压和电流的等效电路。在图2的等效电路中，电感器，电容器和电阻形成共模滤波器元件。这些元件衰减PWM逆变器产生的高频共模电压通过选择，使得和选择，使得，可以实现标准和共模滤波器的独立操作。
图2 共模分量的等效电路
图3 用于共模组件的3。7-kW感应电机的测量阻抗特性
图3显示了本实验中使用的200 V 3.7 kW感应电机的实测共模阻抗，测量结果显示，电机在10 kHz至200 kHz范围内的电容约为5.3 nF范围。 该值是滤波器电路中使用建议使用的值的1％，因此我们可以忽略共模电路的电机电容。
从前面的讨论可以这样说，相当于图1的共模电路只是一个由，和组成的二阶低通滤波器。 此外，应该注意的是，这种布置导致出现在的所有共模电压几乎不出现。
由于在15kHz时，电动机端子处的共模电压U的电容性电抗仅为I的电感性电抗的1％。这意味着电机端子不会出现共模电压，而共模电流则会流入共模电线。
- 被动电磁干扰（EMI）滤波器的设计
3．1标准滤波器的设计
从体积，重量和成本的角度来看，电感尽可能小是很重要的。电机的总漏电感，参考初级侧，是2.8 mH（11％），该值比选择的标准滤波电感大得多。图4显示了标准等效电路，其中电动机电感参数忽略了高频标准电压和电流。标准电路中的电感和电容值分别是和，因为关系存在于载波频率为15 kHz时，它不是电容器C，而是电感器L，决定了电流的幅度。共模电感不存在于图4中，因为它对标准等效电路没有影响。
图4 标准的等效电路
本文规定流过电感的开关纹波电流应小于10％，即1.5 A。当假定图4中的标准电压是幅度为的正弦波形时载波频率为15kHz时，存在以下关系：
给出了L的值为:
因此，电感值被确定为0.5mH（在三相200V，50 Hz，5 kVA的基础上）。
标准滤波器的谐振频率应在1 kHz至3 kHz范围内，同时考虑到60 Hz的最大逆变器输出频率和15 kHz的载波频率。谐振频率被选择为2.25 kHz，以便计算出电容的值10 F。由可知，约等于7。如果允许三个阻尼电阻消耗的总损耗为5 kVA，额定逆变器容量的0.1％，则电阻值将为1，因此产生品质因数为。
3．2共模滤波器的设计
当选择图1的逆变器中的参考电位作为负母线时，逆变器会产生四种不同的共模电压，即，，和0，它们具有直流和交流分量的共模电压由PWM操作产生的阶跃变化电压表征。交流分量的基频等于载波频率15 kHz，直流分量施加在电容器两端，而交流分量则施加在电感器两端。由于电感器中产生的磁通量是由交流分量相对于时间的积分给出的，因此考虑载波频率分量的影响是合理的。在通量饱和的共模电压中，忽略其他高频成分。
包括在共模电压中的载波频率成分实际上由频谱分析仪在以下条件下测量：载波频率15kHz，输出频率40Hz，以及所谓的“每赫兹电压控制”，或“标量控制”，分量的幅度为117V。当分量近似为具有117V的幅度和15kHz的频率的正弦波形时，由法拉第定律可得以下和共模电压之间的关系：
其中是电感器每相的匝数。 通量密度由下式给出：
S是核心的横截面积。
对于给定的载波频率值和一个已知的共模电压值，该乘积SN决定了的值。 或者，如果允许SN的值不超过所用芯材的饱和磁通密度，则可以设计产品，选择具有纳米尺度范围内的晶体结构的软磁材料作为芯材，这种材料通常被称为“Finemet”，饱和磁通密度高达。
通常，没有气隙的电感器的电感值由下式给出：
共模电流峰值与电感值成反比，因此它与一个常数值成正比。 平均磁芯长度越短，匝数越多，共模电流的峰值就越小。 然而，匝数不能超过一定的限制，因为这将需要更大的核心，同时会要求更大的平均核心长度。 这意味着存在最佳的比率值，这取决于所使用的铜绕组的直径，即取决于电感器的电流额定值。
基于以上讨论，设计和构造了以下两个共模电感器A和B：一个是在40Hz时最大磁通密度为0.6T的电感器，它是磁饱和磁通密度的一半，另一个是在40Hz时最大磁通密度为1.0T的电感器。 前者称为“电感A”，后者称为“电感B”。 表1显示了两个特殊设计的电感器的规格和参数。
表1
共模电感A和B的规格
图5 两种共模电感和三种标准电感之一
（上：标准电感，左下：共模电感A，右下：共模电感B，比例单位：cm）
图5是在以下实验中使用的两个共模电感器和标准电感器的照片。 请注意，共模电路的谐振频率应设置在1.5到2.5 kHz的范围内，因此L的电容值设计为0.47 F。特征电感A的平均阻抗为244，电感B的平均阻抗为160的电阻值设计为30，因此品质因数范围为5至8。共模电流的幅度为45mA的电感A，而电感B为100 mA。电感A的耗散功率仅为25 mW，电感B的功耗仅为150 mW，远小于电机额定功率3.7 kW。 根据数据表显示，该铁芯的铁损约为在15千赫兹下达到20。
- 实验结果
4．1 消除高频标准和共模电压
图6-10显示了在40Hz的逆变器输出频率下的实验波形。 注意，（a）和（b）的时间尺度不同。（a）中的波形基于逆变器输出频率，而（b）中的波形基于载波频率。
图6显示了当逆变器和电机之间没有连接滤波器时的波形。 注意，相电压包含高达140 V（=）的直流电压，因为它是根据直流母线电压的负母线电位进行测量的。线间电压和线对负直流母线电压都包含大量的由PWM操作引起的高频的标准和共模电压。结果，的峰值达到1A，并且出现在转子轴和定子框架之间，“轴电压”的峰值超过5 V。注意，就时间而言，波形看起来是一个差分波形，因为可能在流过定子绕组与电机框架之间，存在有5.3nF电机残余电容。
图6 未连接滤波器时的实验波形
图7显示了只有由L，C和R组成的标准滤波器连接时的实验波形。 线到线电压几乎是正弦曲线，而线对负直流母线电压包含大量的载波频率共模电压。 虽然滤波器电流峰值是波动的，但其有效值约为1.5 A，几乎等于其设计值。由图3得到的0.5mH标准电感和5.3nF电动机杂散电容形成一个二阶低通滤波器，因此峰值为图6中的一半，但是，标准滤波器对降低其均方根值没有贡献[5]。图8显示了当使用电感A的无源EMI滤波器在图1中的开关保持打开状态下安装时与图7中的相同的，，的波形。图7和图8在它们的标准电路中是相同的。共模电路的等效电路可视为由共模电感正极和5.3nF电机杂散电容组成的二阶低通滤波器。由于截止频率低于载波频率，因此接地电流产生连续的波形，由90度的波形引起对应于施加于电机端子的共模电压，峰值为1/20，与图6中的一样小。然而，将三个标准电容器的地点与负直流母线断开，对于减小并非非常有效。的波形是正弦曲线，其峰值为2.5 V，是图6中的一半。
图7 只有标准滤波器连接时的实验波形
图9显示了除了开关闭合之外，在与图8相同的条件下的实验波形。 闭合开关形成共模电压和电流的低阻抗回路，因此在电机端子处不会出现共模电压，因为逆变器产生的共模电压会施加在共模电感上。
图8 连接标准滤波器和电感A时的实验波形，开关保持关闭状态
图9 连接使用电感A的共模滤波器和标准滤波器并且开关导通时的实验波形
这意味着电机端子上的每个相电压都成为一个没有任何高频分量的正弦波形，如图所示。结果，和的峰值只有100毫伏和10毫安，而它们的有效值可以被认为是零。这样极小的轴电压不会造成任何轴承电流损坏[4]。图9中的波形是在施加在28mH共模电感上的电压，该电压等于逆变器产生的共模电压。 和的峰值分别为0.6 T和50 mA，与设计值相等。
图10显示了在与图9相同的条件下的实验波形，除了使用12mH共模电感即电感B。尽管这些波形几乎与图9中的波形相同，图10中的和的峰值为1.0T和100mA，是图9中的两倍。
图10 连接使用电感B和普通模式滤波器的共模滤波器并开启时的实验波形
4．2 共模电感的磁饱和
共模电压波形强烈依赖于三相电压型逆变器的PWM模式。基本输出电压越高，线间电压波形中的零伏周期越短。这通常发生在较高的输出频率。 换句话说，在典型的每赫兹伏特受控逆变器中，在较低的输出频率下，共模电压的均方根值较大。 因此，当电动机启动或逆变器以0 Hz运行时，rms值最大。 原因在于所有三个上面的IGBT或二极管导通，或者三个下面的器件都以该频率导通，因此在任一情况下三相瞬时线到线输出电压总是为零。 由在0Hz的逆变器频率和0V的基本输出电压下的理论，共模电压产生具有等于载波频率为15kHz的基频重复矩形波形，但没有脉宽调制。 因此，绘制和分析波形很容易。
图11 包含
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