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用于感应加热的晶体管电源
L.HOBSON和D.W.TEBB
在过去五年中，功率MOSFET已经变得可用，其具有良好的射频能力，低驱动功率要求以及易于并联以获得较高功率输出。 使用功率MOSFET作为开关的感应加热电源更加有效，更容易控制，并且具有比阀电源更低的投资成本，并且MOSFET电源在频率上不受晶闸管电源的限制。本文详细介绍了为感应加热应用开发的三种不同类型的晶体管电源，并比较其性能。
1介绍
在最简单的形式中，感应加热器的输出由承载交流电并且围绕待加热的金属工件的水冷铜管组成。由感应加热工作线圈建立的脉动磁场在金属工件中感应涡流，并且由于这些涡流电流满足对其流动的阻力，所以通过焦耳加热效应产生热量。
感应加热电源的两个最重要的参数是它们的频率和功率输出。图1显示了与感应加热的工业应用相关的典型工作频率和电源额定值。
与感应加热技术相关的工作频率和功率额定值变化很大，以至于使用了许多不同类型的电源（Davies等人，1979）。主频率系统用于金属熔化，在锻造，加热或挤压之前加热金属坯料，功率高达100MW。通过提取三个单相电源频率变压器的输出以开放三角形配置连接时产生的三次谐波，杂散频率倍增器将频率范围扩展到150Hz。后来的单位使用第九谐波将工作频率扩展到450Hz。
对于1kHz和10kHz之间的频率，已使用电动机交流发电机。这些单元由通过单个转子轴驱动Guy或Lorentz型感应交流发电机的标准鼠笼式感应电动机组成。这些单元非常稳定可靠，但高维护成本和低效率，特别是在低功率输出，意味着在过去十年，它们已经基本上被固态晶闸管逆变器所取代。在过去五年中，器件技术和逆变器电路的进步提高了晶闸管逆变器的工作频率能力，并且单元可在1 kHz至1 MW，10 kHz至400 kW，50 kHz至100 kW（Hobson 1984） 。
图1典型的操作频率和功率评级与工业感应加热应用
对于要求工作频率在SO kHz和IOMHz之间的应用，三极管阀门振荡器电源几乎普遍使用。在阀的阳极和阴极之间施加高的直流电压，并且高频输出通常被馈送到可能包括匹配输出变压器的并联谐振电路。即使在C级模式下运行，阀门振荡器的工作效率也很少超过60％。在过去十年中，阀的资本成本急剧上升，而固态设备的成本已经下降，并且其可用性增加。因此，一些年来，已经尝试用晶体管化电源替代气门振荡器。使用双极晶体管并联组合的单元在该频率范围内可用，但是它们具有有限的功率输出能力和差的可靠性。它们在工业上几乎没有影响，通常与在劳动型环境中的应用相关。
大功率场效应晶体管（MOSFET）的发展使得用于感应加热的大功率固态单元成为可能。 MOSFET是多数载流子器件，因此具有比双极晶体管和晶闸管更短的关断时间，因此具有更低的开关损耗。典型的关断时间小于200纳秒，对于能够承载15A和维持400V的器件。
MOSFET通过对输入电容充电而接通，因此它是电压驱动器件。因此，MOSFET的驱动功率要求远小于双极晶体管的驱动功率要求，并且直接来自CMOS逻辑的输入是可能的。
由于感应加热应用需要相对较大的功率输出，MOSFET的一个主要优点是它们的正温度系数电阻使得容易并联使用器件用于较高功率输出。因此，MOSFET电源应比需要特殊电路配置以避免热失控的双极晶体管系统更可靠。
因此，使用功率MOSFET的感应加热电源应当比现有的阀门振荡器电源更有效，更容易控制并且具有更低的资本成本。
2 变频器配置
有许多类型的与感应加热相关的固态逆变器电路（Hobson 1983）。但三个最常见的是（a）电流馈送（或负载谐振）逆变器，（b）电压馈送（或扫频）逆变器，以及（c）循环变流器或AC-AC逆变器。循环换流器从三相50Hz输入产生单相高频输出，而不使用直流链路。它已经与thryristor使用频率高达3 kHz和功率水平超过1兆瓦主要为感应熔炉。首先，消除包括单独的整流和能量存储元件的DC链路应当减少部件的数量，并且因此应当增加单元的操作效率并且可能降低资本成本。另一方面，必须考虑控制逻辑的增加的复杂性和通常与循环换流器相关联的供应系统谐波的较高水平。为了评估晶体管电源的循环换流器形式，建立了一个小原型单元（Hobson等人，1985）。
2.1循环换流器
电源电路的基本设计源自现有的晶闸管循环变流器电路（Havas等人，1970），但是使用功率MOSFET作为开关元件。 MOSFET上可以维持的反向电压非常小，因为其结构包括与晶体管并联的寄生二极管，为漏极和源极之间的任何反向电压提供了短路路径。因此，当使用AC电源时，每个晶体管需要与其串联的阻塞二极管以防止短路。
一种可能的电路布置将是图腾柱的布置。然而，寄生二极管的反向恢复时间相当缓慢（290纳秒）。相比MOSFET开关时间可以快达15-25纳秒。因此，决定使用分立的快速恢复二极管来提供反向阻断，每个MOSFET串联一个二极管。
可以通过考虑三相电源电压在红色相的一个周期上的变化来解释电路的操作，并且循环换流器的简化示意图如图2所示。
图2循环换流器电路的简化示意图
图3循环换流器的框图
在0℃的红色电压周期中，最正相为蓝色，最负的为黄色。 因此，接通T5将允许电流沿方向1流过负载并通过三个电容器返回到电源; 无论哪一个处于更负的电位，即在这种情况下是连接到黄色和红色相的那些。然后，如果T5被关断并且T4被接通，则电流将流入2，再次通过负载，并且电容器处于最正电位。 因此，通过在反相时在T4和T5之间切换，可以获得通过负载的交流电。
在30℃时，红色相位变为最正电源周期，因此TI在正半周期而不是T5时接通。在90℃，蓝色变为最负的电源周期，因此T6在负半周期而不是T4时接通。因此，通过监测哪些电源周期是最正或最负的，并且在那些相中打开和关断晶体管，图3表示出了循环换流器的框图。
使用国际整流器IRF 610器件构建了一个循环换流器，该器件具有最大漏极 - 源极（drain-to-source）电压额定值为200V，最大漏极电流约为1A。传统的串联LCR电路用于表示谐振感应加热负载。
将功率MOSFET引入到适用于感应加热负载的高频周波变换器配置中已证明是成功的。 操作频率超过100 kHz。
但是，循环换流器配置确实需要额外的控制电路和更复杂的保护电路，而不是更常见的电流或电压反馈逆变器电路。即使在本机使用的低功率下，主谐波也是一个严重的问题。很难推断用小单元进行的观测，但是通常与较大功率单元相关的电流和较大杂散电感的较大变化率将表明谐波抑制的问题将胜过较低固有分量的任何优点计数循环变换器。
2.2 Voltaye-jed逆变器
构建了voltage-fed逆变器，电路图如图4所示。首先，用MOSFET作为开关元件替换晶闸管可能意味着使用MOSFET的内部寄生二极管而不是外部二极管来承载无功电流。然而，如果一个晶体管接管来自相同支路中的相邻晶体管的二极管的导通，则内部二极管的相对慢的反向恢复时间可能导致问题。晶体管可以比二极管关断更快地接通，并且可能导致“直通”，从而降低器件的寿命。因此，需要将负载驱动到其谐振频率以上以提供滞后电流，如图5所示
图4 Voltage-fed桥电路
已经建立了原型电压反馈逆变器，并用于在电阻负载中开发3kW的功率。电压馈送方法实现了通过关闭桥中的MOSFET来容易关断的优点，并且使用扫频的功率控制是简单的。然而，在保护晶体管免受通常与感应加热应用相关的短路故障条件方面遇到了问题。电压反馈器中固有的大电容器具有足够的电荷，以长时间保持短路故障电流。此外，当负载被驱动失谐时，遇到电压问题的过度的上升速率。
图5输入功率与频率voltage-fed串联谐振负载
图6在电压led逆变器开关损失
在超过100kHz的频率下使用功率晶体管非常重要的是最小化每个器件内的开关损耗。 在扫频功率控制中固有的是，负载被驱动离开其谐振频率，因此开关必须中断大电流，并且无功电流由并联二极管电路承载。图6显示，一旦S1开始关断，通过它的电流减小，负载电流将开始流过D3。这将使S1两端的电压减去V，减去二极管D3的导通压降，使S1的开关损耗明显。
2.3 Currenr-jed逆变器
使用晶闸管的电流馈送电路是用于中频感应加热应用的最常见的逆变器。 它们具有可变而不是固定的直流电压，其然后被反相以给出期望的输出频率。 逆变器总是工作在大约负载的谐振频率，并且通过改变提供给逆变器电路的直流电压来获得功率控制。
使用功率MOSFET的高频电流反馈电路如图7所示，具有许多优点，包括由大平滑扼流圈提供的低元件数，低开关损耗和固有短路保护。扼流圈需要将恒定电流馈送到逆变器级，因此产生如图8所示的方波电流，送入负载。
3 kW原型电流馈电逆变器已经开发到工业应用阶段。现在给出了单元的设计及其性能的细节。
图7 Current-fed桥电路
图8电流反馈变换器的负载电压和电流波形
2.3.1整流阶段
直流电压源自完全控制的六脉冲桥的输出。晶闸管触发角的反馈由数字定时电路执行，该电路从前面板接收用于开环控制的八位延迟字或从闭环控制中的微处理器接收。对于关断，定时逻辑采用硬连线延迟字，直流电压输出将在最大60“反相，在能量从扼流圈中吸出后，接触器被取出，相位反馈触发角可以用于功率控制，或者可以监测工件的温度并且实现温度控制回路。
使用直流电流互感器（DCCT）来监测DC链路中的电流（Tebb et al.1985)。 DCCT具有优于电流分流器的优点，因为其提供隔离并且不降低效率。需要监测直流电流以用于估计功率输入和用于过电流检测。
微处理器可以结合在控制系统中闭环控制功率输出或工件温度，以及用于管理任务，例如互锁的监控和冷却水温度的监控。整流级中的晶闸管的定时电路设计成采用八位字其输入并因此便于与微处理器总线接口。
2.3.2负载电路
由于加载的线圈具有非常低的功率因数（lt;0.1），线圈是谐振的，因此逆变器的负载是谐振回路。馈送到负载的方波电流具有高频分量，其利用并联谐振电路观察到低阻抗，并且利用串联谐振电路观察到高阻抗。馈送串联谐振负载的电流反馈逆变器将引起电压尖峰，并且因此馈送并联谐振储能电路。
图9馈送到储能电路负载的电流波形
为了选择用于整流和逆变级的半导体，需要知道加载和卸载的感应加热线圈的Q和电感以及输入到工件所需的功率。从这些值，可以计算在给定频率下使线圈谐振的必要的振荡回路电容器，以及振荡回路在谐振时的阻抗以及在振荡回路上需要的电压。这指定了MOSFET的最小漏极到源极击穿电压，但是为了找到V d 和Id的值，以及晶闸管和MOSFET的电压和电流额定值，储能电路电压（Vl）和Vd必须导出。
通过振荡电路切换的电流波形如图9所示。它可以由如下的傅里叶级数表示
典型值为L = I pH，QLOADED = 5，QUNLOADED = 10，输入到工件的功率= 1.5W，频率= 150kHz和Tpb = 0.15T。 这将需要1pF的储能电路电容，具有V dsgt; 170V和45A的漏极电流的MOSFET以及具有对于V drm的95 V和大约30A的If（AV）的晶闸管。降压转换将需要把415V降至70V。
2.3.3反向阶段
已经构造了电流反馈逆变器，其中逆变器级中的每个开关由两个并联的晶体管（类型IR450）实现。 逆变器级的切换顺序如下：
S1和S2开
S1,S2，S3和S4开
S3和S4开
图10垂直振荡回路电压波形(垂直30 dv / div,水平2 ps / div)
图11漏源极电压波形(垂直30 V / div,水平2 ps / div)
当所有开关接通时的重叠周期对于防止扼流圈开路是必要的。 该单元完全保护，并向150 kHz的电阻负载馈送3 kW。
馈送感应加热负载导致了与MOSFET的漏极到源极电容的寄生引线电感振荡的问题。 更注意布局以减少连接的电感大大减少了这个问题。 还使用滤波器来减少振铃。这是与振铃电流的路径串联，这个工作的结果将很快公布。 没有MOSFET上的电压尖峰，变频器已成功应用于工业线圈，这些测试的波形如图10和11所示。
3总结
原型循环换流器在超过100kHz的工作频率和接近3kW的功率水平下工作有限成功。然而，这种循环变换器需要附加的控制电路和更复杂的保护电路。主谐波也很重要，尽管从原型单元的
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