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自供电高频调制 SiC功率 MOSFET 隔离门驱动器
IEEE高级会员 Jorge Garcia，IEEE学生会员 Sara Saeed，IEEE会员 Emre Gurpinar，IEEE会员 Alberto Castellazzi和 IEEE会员 Pablo Garcia
摘要：一种新的隔离门驱动器的实现，本研究提出了功率开关的概念，该驱动器是为碳化硅功率MOSFETs量身定制的，实现了主驱动器的特性隔离能力、门极开关的要求，并利用独特的磁变压器将功率传输到二次侧。由此产生的简单电路可将驱动器集成到电源单元中，实现最终系统理论上更高的功率密度值。详细描述了驱动器的工作原理。原始的脉冲宽度调制在两级调制方案下，用纯交流方波调制信号，保证磁芯不饱和。然后将信号磁耦合到二次侧，在二次侧进行整流和重构，有效地驱动目标设备。此外，文中还详细介绍了在考虑目标电源开关参数的情况下进行适当设计所需的步骤，对所设计的驱动器进行了表征，并制作和测试了驱动器样机，给出了基于SiC MOSFET的驱动器样机的主要性能结果，并对这些结果进行了分析实验证明了该方案的可行性。
索引术语：栅极驱动器，SiC MOSFET，宽带隙器件。
一、导言
宽带隙(WBG )功率晶体管使器件成为越来越多应用的首选。这些器件比标准解决方案能承受更高的工作温度，允许用于实施特定的散热技术，使整个系统小型化[1]，[2]。 此外， WBG 晶体管比硅基晶体管具有更高的工作电压和开关频率额定值，从而增加了功率电子转换器的设计和应用限制。然而，这些发展在系统中提出了具体的挑战，例如针对更高的频率和温度优化无功元件操作，保护电路的开发，封装等[1],[3]-[5]。这些挑战中的一个主要问题是正确控制功率
器件所需的驱动器的设计。对于功率器件的全范围脉宽调制(PWM)占空比操作需要可靠，高功率密度，高频(HF)，隔离式栅极驱动器[1],[3],[4],[6]-[8]。
手稿收到日期: 2018年11月30日;修订日期: 2019年3月8日;接受日期: 2019年3月31日。出版日期: 2019年4月10日;当前版本日期:2019年6月29日。论文编号: 2018-IPCC-1035.RI， 在美国俄亥俄州辛辛那提市2017年能源转换大会和博览会(ECCE)上提交，10月1日至5日，并批准在IEEE交易中出版工业应用由IEEE工业应用学会的工业电力转换器委员会提供。这项工作部分得到了西班牙政府的支持，该研究是在研究流动性拨款PRX15/00594下为外国高等教育和研究机构(MECD)的教授和研究人员提供的，同时也是在研究拨款下进行的ENE2016-77919项目“调解人”(创新开发和再搜索办公室MEC)，部分由欧盟通过ERFDStructural (联邦快递)进行，部分由阿斯图里亚斯公国政府根据FC-GRUPIN-ID1/2018/根据'SeveroOchoa'计划提供，用于根据BP16-133拨款进行研究和大学教学培训。
J.Garcia、S Saced和PGarcia是奥维耶多大学电气工程系狐猴组的成员，地址:33203 Gijon (电子邮件: garciajorge@uniovi.eS;@uniovi.es.garciafpablo@uniovi.es )。
E.Gurpinar是美国田纳西州橡树岭国家实验室的工作人员( 电子邮件:emre.Gurpinar@.org )。
卡斯特拉齐与电力电子学。机器和(PEMC)组。诺丁汉大学。NG7诺丁汉，英国(电子邮件:阿尔伯托。Caselas. ZioTunhan. AC.UK)。
本文中一个或多个图形的彩色版本可在http: ieeexplore.ieee.org.
数字对象标识符10.1109/TIA.2019.2910789
一些作者专注于解决开关碳化硅（SiC）MOSFET 由于其特殊特性而存在的主要缺点的特定驱动器。 有源栅极驱动器改变驱动器的栅极电阻，是 WBG 驱动器最有前途的技术之一[9]，[10]探索动态栅极电阻调制技术，以保持 SiC 器件在其安全工作范围内，同时保持低开关损耗和最小电压和电流过冲。 [11]中的工作提出了改变驱动电压以降低大 dV/dt 和 di/dt 的影响，大dV/dt 和 di/dt 意味着过冲，振荡和电磁干扰(EMI)问题。 [12]研究了在 SiC MOSFETs 上使用集成驱动器来减小选通路径中的旁通电感的影响。 在[13]中也评估了死区时间对驱动器-功率开关器件的一般性能的影响，[14]讨论了栅极驱动器对氮化镓（GaN）的要求WBG设备。
关于隔离驱动器的结构，最普遍的解决方案是使用光耦设备来传输命令脉冲，以及专用的隔离dc-dc转换器来支持驱动器的电源设备侧[15]-[18]。这种解决方案通常意味着相对较大的印刷电路板(PCB)占位面积，因此不利于最终解决方案的功率密度。此外，DC-DC转换器和光耦合器的相对较大的寄生元件意味着低 dV/dt 抗扰度和大的有害循环电流，长期来看也会引起可靠性问题[15]，[16]，[19]。 然而，在这类结构中有一个很有意义的研究来应对这些限制[20]-[22]。然而，其他一些基于变压器的解决方案可确保无饱和运行仅适用于窄占空比范围，防止在一般情况下使用[19],[23],[24]。为了扩大占空比范围，可能包括一一个串联电容器，以解释PWM信号的直流分量;但是，这限制了驱动器的带宽，由于阻塞电容器的电容值大，占空比的快速变化意味着暂态量大，因此在实施阻塞电容器时，变压器二次侧的暂态波形在很大程度上取决于设计中的多种参数，其中一些寄生组件对设计和实现参数具有很高的敏感性，该设计通常是在驱动器中的低频饱和避免特性和高频动态约束之 间进行权衡。基于避免饱和的对称开关脉冲的其他解决方案[25]-[28]将不允许全占空比范围，也不允许连续开关操作。
在文献[29]-[32]中已经报道了几种高频调制栅极驱动器的实现。 这些方案使用数百 kHz 至数十 MHz 的高频来调制开关信号。 在以几MHz 为调制频率的情况下，解决方案采用谐振技术来产生变压器波形。 这导致复杂的控制方案以确保谐振操作，而不考虑电路元件参数的变化，原因是各个方面，如温度相关性，老化，制造容差等。必须特别注意处理 PWM 转换中调制波形和已调制波形之间的同步问题。 实际上，这可能导致功率器件门中的重构波形出现有害的毛刺。 在极端情况下，这些毛刺可能会导致电源器件不合需要的开启或关闭。 而且，导通或关断 dV/dt 被限制为谐振波形的压摆率，这可能还不够，具体取决于应用程序和设备技术。
由于dV/dt的这种限制，方波可以用作调制信号:但是，由于振荡器级硬开关造成的损耗，这些波形的频率限制在数百kHz到几MHz。此外，同步效果甚至比谐振情况下更差，这些解决方案使用串联阻塞电容器来解决饱和问题，但是它再次导致占空比指令的带宽限制，如前所述，在低占空比条件下工作时，功率传输受到限制，限制了驱动器的工作范围，为了克服这些问题，本研究提出了-种基于双电平高频幅度调制方案的SiC功率隔离门驱动器，适用于单台磁变压器，单台装置同时为目标装置提供触发通断信号，同时也需要足够的功率来有效地驱动二次侧的栅极。在[33]中介绍了这一建议的初步版本。这部分来自于在[34]中发展起来的一个先前的想法。本研究更详细地介绍了所提出的驱动器的特性和工作原理，显示了工作波形在重新设计以解决[33]中所示的初始问题之后，通过实验结果显示了全调光范围操作，通过实验结果验证了设计的正确性。
论文的结构如下。第二节描述了驱动器的工作原理，显示了设备的不同功能块，并描述了预期的理论波形。之后，第三节讨论了一些设计方面，包括通过模拟评估的操作的初步验证。随后，第四节介绍了驱动器的内置prot类型，并给出了验证所提出工作原理的特征波形。第五节介绍了个已建成的变频器 ，最后第六节讨论了研究的主要结论并提出了未来的发展方向。
图1.系统框图
二、提出驱动设计方案
非对称开关电压值通常用于驱动此类设备[1]、[3]、 [7]、[35]，以确保电源设备的正确开关状态。
对于这些WBG器件，可以考虑100khz及以上的高开关频率，而不会显著增加相应的开关损耗。然而，在实际的转换器设计中，其他方面，如EMI的实现或在此类频率下无功元件的实现成为一个主要问题，因此，限制了设计参数[36]，[37]。 在本研究中，SiC MOSFETs的目标开关频率被选择为100khz。然而，正如下面所说，它的工作原理也适用于较高的开关频率。 例如，还将探讨200kHz工作的开关频率。选通信号和功率传输的调制频率选择为1MHz。如此低的调制指数的选择对于所构想的调制策略不是问题。 此外，还将展示该系统如何能够提供 0%-100%的全范围占空比。
图1 所示为设计方案电路的框图。原始脉冲波形 vp(t)的范围从 0 V 到数字控制器处的高值（本例中为 3.3 V）。该信号由来自模拟振荡器的方波高频信号 vosc(t)调制。 由于调制波形和振荡器波形都是方波，调制器的输出也将是方波，而与选通信号的占空比无关。 为了获得适合于测试的波形转换器（即无直流分量以避免饱和），在 180°相移的互补方案中产生两个不同的调制波形。 这些波形中的每一个，vpri1(t)和 vpri2(t)，如图 2 所示施加到变压器原边的一个端子上。 给定两个信号的 180 相移，提供给变压器原边的有效电压 vpri(t)是对称的双极性电压，因此它固有地避免了铁芯饱和。图3显示了该互补调制器方案的详细框图。
图2.驱动器的主要理论波形。v p（t）：初始脉冲宽度调制信号。vosc（t）：高频振荡器方波。vpri 1（t）和vpri 2（t）：互补调制波形。vpri（t）：有效调制波形。vrect（t）：整流波形（黑色填充线）。vgs（t）：门源电压。
图3.驱动器一次侧的互补调制器方案。
图4.驱动器的辅助侧和输出级。
图5.自供电电路的详细示意图。
因此，对于原始 PWM 波形中的任何占空比值，所得 vpri(t)信号都是纯交流信号。必须注意，驱动器中占空比的分辨率仅受数字控制器的限制，而与驱动器中使用的调制指数无关。如图 2 所示，信号 vpri(t)具有原始脉冲信号vp(t)的包络，因此，无论调制幅度在哪个时刻发生变化，只要信号维持在特性电压在极限值之间快速变化，原始 PWM 信号可以通过一个简单的二极管整流器很容易地重构。
将信号传递到目标器件的有效方法是将 vpri(t)信号连接到变压器 Tr的原边。 同样，该波形可以理解为高频调制信号，具有两个不同的幅度电平，一个用于接通间隔，另一个用于关断间隔。在一侧，该信号没有直流分量，因此在任何工作情况下都可以避免内核饱和。但除此之外，即使占空比为 0%，变压器处也始终存在输入波形。允许在每个占空比下进行有效的功率传输，因此可以将持续的0%占空比操作应用于WBG设备。
在二次侧，二极管整流级通过对输出大容量电容器Co充电，提供所需的输出电压vo (t)，以供应所有剩余级。该方案的框图如图4所示，而图5所示为更详细的电路。为了实现正确的操作，必须控制驱动器中寄生元件的影响。为了减小整流器中二极管电容的影响，使用了基于双绕组方案的副边整流器中的电容。 还产生固定参考信号 vref(t)以获得负关断电压。同样从变压器的次级端子,控制信号通过附加的二极管整流级被重构，服从于信号 vrect(t)。 图2 显示了所涉及的理论波形。 该信号进入由基于两个双极结晶体管（BJTs）互补方案的比较器加功率级形成的最终块。该功率级由输出电压v0(t)提供。为目标功率MOSFET提供最终的栅源电压Ugs(t)。参考电压vref(t )确保了SiC MOSFET所需的推荐栅极电压值，即 20V和-5V分别用于打开和关闭。
三、驱动器设计
该驱动器设计为 C2M0080120D SiC MOSFET 供电来自 Wolfspeed（Vds=1200 V，ID@25=36 A，Rds(on)=80 MOmega;，Qg=62 nC，Ggs=950 pF，Ggd=7.6 pF）。这个主要驱动器参数如表 I 所示。
图1中的模块在 LT Spice 中进行了设计和仿真，考虑了各部分的完整模型，包括估计的寄生元件。振荡器和自适应级采用 TI公司的商用运算放大器 LM6172 实现。变压器采用 3E5 磁性材料环形磁芯 (TX10/6/4 磁芯尺寸来自 F erroxcube ）实现。二极管整流器在二次侧使用NXP的PMEG6020肖特基二极管实现。输出比较器也用LM6172实现，输出功率级是用ZETEX公司的ZXTN25040和ZXTP25040 BJTs实现的。必须注意，图5中的输入BJT组件级具有不同的电压和电流额定值，因此，它们可以用不同的部件参考来实现。图6显示了所设计的栅极驱动器的仿真波形。可以看出，驱动器提供所需的输出波形。然而，在模拟中，与图2所示的理想理论波形相比，一些波形出现失真。这种失真是由于电路中的寄生元件，如变压器中的磁化和色散电感或绕组电阻、BJT互补级输出阻抗，或运算放大器的内部等效电路。
特别是，从原始vp (t)电压到输出vgs(t)电压的PWM波形的打开和关闭脉冲中的时间延迟是由后续级(主要是比较级ICs,但也由于补充BJT级)引起的传播延迟的组合，再加上充电RC整流电压的充电瞬态对重构PWM波形二次侧的贡献，这些延迟的影响将在下一节讨论。
表一.驱动器的主要参数
图6.提出的驱动器的仿真波形。vp（t）：原始脉冲宽度调制信号。vosc（t）：高频振荡器方波。vpri1（t）和vpri2（t）：完成-初级变压器各端的调制波形。vpri（t）：在变压器一次侧产生的调制波形。vsec1（t
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