高频近场耦合对铁磁性元件EMI滤波器设计的影响
摘要：本研究提出并详细分析了磁性元件耦合对设计电磁干扰滤波器的影响。与其他文献相比,本文的新奇发现为磁耦合应该分为两类:低频耦合和高频耦合。证明了耦合与频率的高低有一定的联系,由于近场的通量分布变化会引起杂散电容位移电流，这将导致高频近场的杂散磁通分布与在低频条件下的杂散磁通分布显著不同。利用毕奥萨伐尔方程,高频近场分布可以预测,与实验结果相符。另外,可以用单级差动模式(DM)LC滤波器来演示高频耦合的影响。
关键字-电磁干扰(EMI)滤波器,磁耦合,相互耦合,近场探头。
Ⅰ.介绍
更精确的电磁干扰(EMI)滤波器设计在发展高功率密度转换器[1]-[3]中发挥着重要作用。EMI滤波器通常在所有电力电子元件的应用中占30%。为了降低EMI滤波器中的被动元件之间的误差，因此,一个更精确的设计将不可避免。同时耦合电磁干扰频谱范围将显著影响滤波器的性能[4],[5]。
近年来已经进行了许多研究来寻求提高EMI滤波器性能。一般来说,有两种不理想的因素影响EMI滤波器设计过程和性能:自寄生和相互寄生。一些文献提出了自寄生组件设计过程的消除技术[6],[7]或通过改善被动组件的选择和组合[8],[9]。摘要[10]整体考虑并讨论了不同EMI设计方法对自寄生 EMI滤波器功率密度的影响。
手稿收到5月28日,2012;修改后的10月15日,2012年12月9日2012;2012年12月16日接受。当前版本日期2013年3月15日。建议由副主编费雷拉出版。
r .王是中心的电力电子系统中,弗吉尼亚理工学院和州立大学,美国弗吉尼亚州布莱克斯堡24061。他现在与通用电气公司全球研究中心、美国纽约尼什卡纳12309(电子邮件:ruxiwang@ge.com)。
Blanchette h.f.acute;with the is epicure技术学校,acute;supacute;再次1K3 H3C莱、圣多美和普林西比。加拿大(电子邮件:Handy.Fortin-Blanchette@etsmtl.ca)。
mu;m,d . Boroyevich,p . Mattavelli中心的电力电子系统中,弗吉尼亚聚技术学院和州立大学,美国弗吉尼亚州布莱克斯堡24061(电子邮件:mmk@vt.edu;dushan@vt.edu;mmk@vt.edu)。
颜色版本的一个或多个数据摘要网上在http://ieeexplore.ieee.org上。10.1109 / TPEL.2012.2237414数字对象标识符
与自寄生不相同，相互寄生是由滤波器组件之间的耦合产生。众多作品分别分析了寄生[11]-[16]对EMI滤波器性能的影响。论文[12],[13],[15],[17]-[19]分别讨论了EMI滤波器性能的影响包括自寄生和耦合。论文[16],[20]展现了三相耦合对EMI滤波器设计的影响，还表明磁屏蔽有助于提高EMI滤波器的性能。论文[21]研究了圆环面核心绕组缺陷对流浪通量的影响。
这里介绍的研究侧重于耦合引起的近场通量。但是,先前的文献将自寄生和相互寄生相互独立,认为相互寄生表示静态,这意味着它不会改变频率。本文的新颖性包括：在这项研究表明中,磁耦合应该分为低频耦合和高频耦合。高频耦合是专注于电磁干扰频谱的频率范围,这是接近或高于电感谐振频率。在这个频率范围内,与低频条件相比，磁性组件的近场通量分布将发生巨大的变化，这个可以由先前的研究来解释。在这个频率范围内由于位移电流，绕组中的电流变得不均匀,这是由于转向核心之间的杂散电容引起的。这种不均匀的绕组电流形成一个新的核心周围场分布。为了减少耦合对EMI滤波器性能的影响,必须注意到低频和高频场分布。利用毕奥萨伐尔方程,高频近场的通量分布可以很好地预测,与实验结果相符合。此外,单级LCDM滤波器是用来证明高频耦合的影响。
本文的结构如下:第二部分讨论了近场杂散磁通测量设置和测试结果。第三部分解释了测量结果,提出了用该模型预测低频和高频范围下的场分布。第四部分展示了高频率耦合在LCDM滤波器设计过程中的影响,这个不能用低频耦合理论来解释。最后一部分关于得出的结论和讨论未来的工作。
Ⅱ.近场测量和讨论
图1中所示表明了耦合组件和电容器之间的感应磁场示意图。源于中心的通量线和电容器相耦合，屏蔽板通常用于降低耦合。然而,这是一个复杂且昂贵的解决方案。如果近距离杂散磁通分布可以预测,一种改进的无源元件布局将产生更少的耦合,甚至消除耦合。因此,一种改进的自屏蔽方法可以消除传统防护方法的缺点，这种方法没有添加额外的组件。为了实现这一目标,更好的近场通量分布预测是必需的。
A近场测量
原理图2(a)直观地显示磁性元件的近距离通量分布、磁近场杂散磁通的测量和安装使用。实验的激励源由泰克AFG3102波形发生器和一个25 w功率放大器组成，激励频率扫描从10KHz至100 MHz。除了电力励磁装置和磁组件,近场探头(兰格EMV-Technik系列)和美国泰克TDS 7054都利用磁性元件来监控周围通量大小。磁性组件放置并固定在XY区域。见图2(b)所示LF-R 50 10毫米直径近场探头是用于监控流量在X,Y,和z方向的大小,近场探头固定,XY区域范围为(76.2毫米times;76.2毫米)。由于近场探头固定,Z方向固定探测传感线圈的中间点在10毫米以上磁芯的顶面。XY区域在每个方向(X,Y)的步长为(7.62毫米)。100(10times;10)点用来测量绘制每个方向的流量分布。
每个方向的测量数据可以被清楚的绘制。铁氧体(NiZn)、纳米晶体和铁粉芯分别用于测试，但测试结果只讨论了铁粉芯。
图3说明了圆环面形状铁粉的测量阻抗电感。电感器的共振频率大约是7 MHz。为了评估近场效应与激励频率,选择三种不同的频率点进行测量:500 kHz,5、20 MHz。
近场通量的结果转化为特斯拉来表示。电压峰值为六十二伏，其中以
油墨辊为输入终端。500KHz励磁频率测量结果显示在图4。此外,黑线是用来绘制螺旋管芯形状。图4(a)-(c)分别说明了在X,Y,Z方向的结果。在图4(a)和(b)中都有上述结果的引用。4(d)表示在XY平面的模量振幅。励磁500 kHz比测试电感谐振频率7 MHz低得多。近场的通量分布几乎是中心对称的,这与我们的期望相符合。Z方向上显示了中心区域的最大值,在XY平面上的振幅(x2 y2)显示中心环形状核心的最小值和最大值。当激励频率增加到5 MHz,在电感器的共振频率附近时,近场杂散磁通测量结果与500KHz相比发生显著变化。励磁电压峰峰值仍然为62 v。图4（c）展示了与频率500 kHz相对比,两极在5 MHz激励条件下Z方向的中心对称分布测试结果。如图5所示(c),可以观察到两个杂散磁通幅值高的地区。因为两个观察点为极点,即从球的一端移动到另一个地方。由此产生的X方向测量中间区域显示了与感线圈通量线方向平行的最小流量。因为通量线方向是垂直于传感线圈，所以中间区域方向显示了最大通量振幅,从而导致最大耦合在Y方向上。由此近场测量的结果,不再是中心对称的。使用相同的激励电压峰峰值,图6显示了激励频率更高(20 MHz)情况下的测试结果。可以清楚地看到,从两级观察看近场分布也是中心对称的。同时,两极的位置仍然几乎相同,而图5显示的5 mhz测试结果振幅较高。
B .近场测量基于先前的测试结果
有了以上测试结果为依据，近场磁通分布可以被总结如下。近场的磁通分布与频率的高低有相关，当激励频率很低时,场分布是中心对称的,如图4所示。然而,当激励频率接近共振频率(5 MHz)甚至更高的激励频率(20 MHz)时,在图5图6中可以从两级观察到他们的位置几乎保持不变。如图7中所示,如果核心输入线是一个12钟点的环形线圈线,当激励频率增加时,可以观察到两个极点的位置分布在3点和9点附近。同时近场的通量分布的改变也会改变磁耦合。
Ⅲ.近场的解释和比较计算
磁场耦合基本是由铁磁性元件所产生的杂散磁通产生,如电感器。图1展示可通过使用近场探头测量设备来描绘和标注杂散磁通。然而,为了解释这种现象,研究近场耦合问题具有不同核心或绕组结构,需要一个模型能够预测流浪通量,以及激励频率和杂散通量之间的关系。
- 毕奥萨伐尔积分法用于计算近场
毕奥萨伐尔方程被用来计算磁性元件的近场的通量分布。一个类似于利用部分元件等效电路的概念和假设。如图8所示,当前点P的影响可以由各个电流元素来组成，则绕组总效应可以用叠加定理来表示。详细的计算如附录所示,也可以用MATLAB中的代码方法实现[22]。这个计算忽略了电场线引起的磁性材料的重定向。但类似的假设在[11],[12],[23]都有所表示,由于这次研究是严格关注流浪通量,所以电场线的重定向影响是很有限的。其磁场线大部分通过非铁磁性的材料传播。
图1所示。磁性组件之间的相互耦合,电容器的示意图。
图2所示。近场测量的设置。(一)近场测量安装示意图。(b)近场测量设置床。
图3所示。铁粉芯的测量阻抗。 图5近场的通量测量5 mhz激发。(一)X方向。
(b)Y方向。(c)Z方向。(d)X Y 2模量。
图4所示。近场的通量测量500千赫激发。(一)X取向。(b)Y方向。(c)Z方向。(d)X Y 2模量。
图9所示。高频近场的通量与等效模型解释。
(一)五个模型。(b)包括寄 生电容等效模型。
图6所示。近场的通量测量20 mhz激发。
- X取向。(b)Y方向。(c)Z方向。(d)X Y 2模量。
图7所示。对齐与时钟的核心。 图8所示。毕奥萨伐尔积分法图解。
|
dB = |
mu;0 |
· |
I dl sin theta; |
|
4pi; |
r2 |
B .高频近场的通量的解释
如图4中所示,在频率为500千赫的条件下，可观察到杂散磁通分布为中心对称图形,这个结果和我们的期望相符合。然而,如图5和6所示,当激励频率接近或高于电感谐振频率，近场分布会发生戏剧性变化。这个现象在本章中将给出解释。
如图9所示的五轮简化的模型,用于解释在高频条件下，近场杂散磁通分布。当增加激励频率时,特别是当它接近电感谐振频率,杂散电容的影响不容忽视。在图9（b）中描绘了转向核心等效并联电容器(EPC)的绕线绕置方向，转向核心等效电容的短路特性体现了铁粉芯的高导电性。自励磁电压之间的绕线1和绕线5为输入线,其中不同的杂散电容电压应力会有所不同。因此,位移电流引起的杂散电容不会相同,而会是相互对称，对称轴通过把绕线3和核心分为左侧和右侧。绕线3中的位移电流将被中和。同时绕线1和5的位移电流将达到最大的。位移电流将导致绕线2和4的电流低于绕线1和5。
基于前面的分析,绕组电流是由两部分组成:传导电流和由寄生电容引起的位移电流。当频率接近或超过电感谐振频率时，位移电流成为主导,这将影响绕组电流分布。
图10显示了低频和高频条件下绕组电流分布。图10(a)和(b)演示了频率很低时,位移电流可以忽略不计,绕组电流是均匀的。由于这个原因,造成了磁性原件附近的近场磁通量为中心对称。而在高频
图10所示。绕组电流分布。(a)低频率下位移电流和磁电流。(b)低频率下绕组电流。(c)高频率下位移电流和磁电流。(d)高频率下绕组电流。(e)低和高频率下绕组电流的分布。
图11所示。绕组电流分布测量。(a)绕组电流分布测量。(b)绕组电流分布测量结果。
条件下图10所示(c)和(d)。当位移电流成为主导,绕组电流分布不均匀,绕组1和5显示为最大值。
基于这一分析,真正的绕组电流监控通过使用一个兰格LF-U 2 5探头,它是专门选择用来检测小电流频谱的传导路径和组件连接。绕组电流测量如图11所示，图中把线圈标记为从1到36。励磁电压振幅和先前相比不变，测量范围应为绕线1到绕线36之间，同时应用三种不同的激励频率监测绕组电流分布。图11(b)显示了每个励磁频率点的测试结果:分别在500 kHz,5MHz和20 MHz频率下。低频下，励磁绕组电流几乎均匀和绕组电流的极性总是正的。然而,对于激发频率越高,线圈电流分布不均匀,这与我们在图10(e)中的分析结果不相符合。
在图11中，基于应用比奥萨法尔方程,提出了计算方法和测量绕组电流的方法,如图12所示，其中螺旋管芯均匀绕组模型可以预测在500 -千赫激励频率下的近场通量分布。结果见图12(
剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料
英语原文共 12 页，剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料
资料编号：[148480]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word
以上是毕业论文外文翻译，课题毕业论文、任务书、文献综述、开题报告、程序设计、图纸设计等资料可联系客服协助查找。
