5. 电力推进驱动
5.1. 介绍
数十年以来，可变速驱动器就一直在工业上使用，首先是在20世纪60年代末期通过功率半导体得以应用。一开始，直流电机是推进控制最可行的替代方案，但在20世纪80年代，交流电机驱动器在工业上变得可用，并且具有商业竞争力。从那时候起，几乎所有新推出的电力推进系统都基于其中一种交流驱动器拓扑结构。
5.2. 可变速电机驱动器
最常用的电机驱动器转换器是以下这些：
bull;bull;bull;bull; 用于交流电动机的电压源逆变器（VSI）型转换器，通常为异步电动机
bull; 用于交流电机的交联变频器（Cyclo），通常用于同步电机
bull; 用于交流电机的电流源逆变器型（CSI）转换器，通常为同步电机
bull; 直流电机的直流转换器或SCR（可控硅整流器）
由于事实上DC转换器是最简单和最容易理解的，而其他的配置更为复杂，因此将以相反的顺序接近主题了解，但与直流转换器相比大部分建立在相同的区块，
5.2.1. 用于直流电机驱动器的全桥晶闸管整流器（SCR）
最常用的直流电机是并联电机，它有单独提供的励磁绕组和电枢（转子）绕组。 通过使用电刷将电枢电流从固定端子传递到转子连接到旋转换向器。 在实践中，电枢电流也会流过一些额外的电流固定绕组，有助于换向器各段之间的电流换向，但这个效果不注重在这里。
在并联DC电动机中，感应电枢电压与磁场和转速成比例。该磁场是场电流的函数，并且由于饱和效应，它们实际上不是成比例的。然而，如果忽略饱和，电枢电压为：
是感应电压常数，如果是磁化（场）电流，n是转速，和为比例常数，Phi;是电动机磁通。
产生的扭矩与电枢电流和磁场成正比：
是转矩常数，是电枢电流。
由于直流电机必须由具有有限电压，电场和电枢电流的直流电源供电特征操作边界如图5.1所示。
该操作被分成恒定的扭矩区域，其特征在于恒定的励磁电流和场弱磁场，其中励磁电流减小，以保持最大电枢电压水平同时速度增加。因此，最大扭矩边界在恒定扭矩区域中原则上是恒定的，并且是反向的与弱磁区域的速度成正比。
但是，在低速区域，通常必须限制电枢电流以避免燃烧换向器，并且在较高速度区域，必须减小它以避免在段之间闪烁换向器。这些限制在图中表示。
图5.1：直流分流器（即带有分离磁化）电动机的特征最大工作边界。
在最常见的高功率应用中，全桥晶闸管整流器（图5.2）为直流电机供电受控电枢（转子绕组）电流。类似地，励磁绕组用调节的励磁电流激励。如果电枢电感很高，则扭矩被精确控制并具有低纹波，但另一方面，因为电枢的时间常数增加，所以降低了动态性能。在这种拓扑中，电动机电枢绕组上的直流电压通过将晶闸管的导通间隔相移来控制门射击角度。栅极触发角原则上可以控制在0到180度之间，因此电枢绕组上的电压可以从线电压的 1,35到-1,35倍调节。然而，在实践中，为了确保电机驱动的可控性，门的触发角度不会低于15度。在网络中电压下降，并限制在150度以具有所谓的换向余量。
由于通过使用晶闸管器件的触发角来控制电枢电流，因此交流电流将是相对于基波电压相移。电流的相位角几乎等于栅极发射角。由于电枢电压与转速成正比，因此可以看出相角大约等于栅极触发角，也将近似与电压成比例转速。在直流电机驱动中，速度从0到100％变化，因此功率因数将会增加也从0到0.96（= 15度）变化。低功率因数增加了发电和配电系统的损失，因此更多的发电机可能必须运行，比起显然需要负载的有功功率。
电刷和换向器的磨损是故障和维护的根源，同时也限制了静止扭矩性能。考虑到这一点以及直流电机驱动的实际限制是2-3兆瓦这一事实，直流推进器驱动器的应用是有限的。除了改造之外，现有装置可以重复使用。
图5.2：a）全桥晶闸管直流驱动（SCR）。b）通过延迟控制电动机的（平均）直流电压
晶闸管的导通与栅极触发角alpha;（此处，a = 30度）。平均电机电压是：
5.2.2. 电流源转换器
由晶闸管控制的整流器馈电并由电感器平滑的直流电流链路表征电流源逆变器（CSI），偶尔称为负载换向逆变器（LCI）或Synchro。这个转换器通常是与同步电动机一起使用，但也可以通过一些修改用于驱动异步电动机。异步电动机变体在过去更常见，但在新的情况下很少见安装。
同步电动机类似于同步发电机，具有旋转磁场（磁化）绕组和三相或六相定子绕组。六相定子绕组必须由双CSI逆变器供电用于减少轴上的扭矩谐波。同步电动机必须对于逆变器提供换向电压，这意味着它必须以电容相角运行。因此，电动机的尺寸适合与功率因数为1的电动机相比，电流更大，尺寸更大。从网络侧看，电流源逆变器与用于直流的全桥晶闸管转换器相同。电动机驱动器和网络的特性可以被认为是相同的。而为电动机供电的逆变器则具有与整流器相同的拓扑结构，并使用来自电机的感应电压而不是网络电压。
晶闸管整流器产生与速度相关的变化功率因数，其在额定电动机处高速度时为0.9，低速时减小到零。在系统设计期间电源电流包含必须考虑的谐波，通常应使用12脉冲和6相配置来减少相应的谐波。
通过控制逆变器级的晶闸管，直流链路电流被引导通过电动机相。一个6步电流波形得以获得，并产生电机谐波和转矩波动。CSI需要一定的来自电动机的反感应电压执行换向。因此，它主要用于同步电机驱动器，电机可以在容性功率因数下运行。
在较低的速度下（通常低于额定速度的5-10％），EMF太低而不能进行自然换向。在该速度范围内，CSI以脉冲模式运行，其中在逆变器输出级的换向期间将电流控制在零电平。由于电流以及扭矩被迫为零水平，因此在该操作区域中电动机轴处的扭矩脉动很大。在推进系统设计中应仔细考虑扭矩波动和轴振动用以减少振动和声学噪声。因为这些可能对在DP模式下运行的齿轮推进器产生不利影响。
对于图5.3中的拓扑，其特征操作边界如图5.4所示。
CSI用于大型同步电机驱动器; 最大的供应量约为100兆瓦。
图5.3：具有特征操作边界的CSI（LCI）驱动器。
5.2.3. 周波变换器
循环换流器（Cyclo）是没有直流链路的直接转换器（见图5.4）。通过控制反并联晶闸管桥来选择电源电压的相位段以此来构造电动机交流电压。绘制了具有降低的线路谐波的12脉冲配置，但是也可以用6脉冲配置提供环路。在6脉冲配置中，当电源电压与逆变器电压匹配时，馈电变压器可以用电抗器代替。
电动机电压可控制到供电频率的约三分之一（约20Hz）;因此，它最适用于没有齿轮的直接轴驱动。它已被用于主推进系统，包括吊舱推进系统。
电动机电压包含比CSI更低的谐波水平，并且电动机功率因数可以保持较高（同步电动机驱动器中的单位）。
电源功率因数取决于电机电压，在弱磁范围内约为0.76。线路谐波的含量与速度有关，当电机驱动器与安装的电源相比较大时，必须在系统设计中加以仔细考虑。
除了不存在低速限制之外，它的操作边界类似于CSI类型同步电动机驱动器中的操作边界，因为换向发生在网络电压而不是电动机电压。 因此，循环转换器在低速运行和性能必不可少的应用中是优选的，特别是在破冰或结冰系统中，但在低速/机动性能必不可少的动力定位和客船应用中也是如此。
循环换流器（Cyclo）的功率范围为每驱动电机2至22兆瓦。
图5.4：具有输入和基波输出波形的交替变频器驱动。通过选择电源电压的相位段来构造输出电压。
5.2.4. 电压源逆变器
VSI（电压源逆变器）转换器是迄今为止工业应用中最常用的变频器。它能提供最灵活，准确和高性能的驱动器，并可与异步电机一起使用。它也可用于同步和永磁同步电机，其性能远远优于其他替代电机。该驱动器拓扑的主要限制是高功率组件的可用性，以及其在高功率范围内对其他驱动器拓扑的竞争力。直到最近，这些驱动器的实际限制大约为8-10MW，但随着新组件的推出，这一限制已经增加，目前它可以应用于超过30MW的驱动器。
整流器（通常是连接到网络的不受控制的二极管整流器），是VSI的特征。它对网络电压进行整流，从而提供相对恒定的直流电压，之后直流电压由直流链路中的电容器组进一步平滑。直流链路中的电容器还可确保逆变器模块的高频开关纹波不会进入网络。六脉冲VSI变换器馈电感应电动机驱动如图5.5所示。
图5.5：两级PWM驱动器及其固有限制。
图5.5中的整流器表示六脉冲配置，其中转换器直接连接到网络。主要谐波电流是第5，第7，第11和第13谐波次数。谐波当使用12脉冲配置并通过三线圈进行双馈时，可以进一步降低失真变压器，因此取消了5次和7次谐波。如果电压适应需要变压器，通常应使用12脉冲配置。由此产生的PWM驱动和12脉冲配置谐波失真通常接近规则和指南规定的限值，但也可以采用其他方法，例如过滤。
有几种方法用来控制开关元件，以便获得到电动机的所需电压输出。最常见的方法是在某些变体中使用PWM（脉冲宽度调制）。在最基本的版本中，通过将三个正弦参考值与高电平进行比较来生成三相PWM电压频率三角信号，如图5.6所示。当正弦参考高于三角形信号时，逆变器支路中的上部开关元件获得发射信号; 当正弦参考信号低于三角形信号时，下部被关闭，并且相反。从逆变器到电动机端子的电压遵循相同的模式; 对于正和负栅极控制信号，瞬时值分别等于直流链路的正和负电压电平。那么影响电动机的线电压就是两相电压之间的差值，如图5.6所示。
作为这种PWM方法的替代方案，存在矢量调制技术和直接转矩控制（DTC）中的直接调制技术，这种技术是通过计算8个可能的电压矢量（包括两个零矢量）中的哪一个来直接生成栅极触发信号应用于定子绕组。
图5.6：向PWM调制逆变器产生开关脉冲，并产生到电机相位和两条线路之间的输出电压。
有多种方法可以实现电机控制器，它试图为电机提供输入，从而提供所需的转矩：
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标量控制
标量控制是用于控制异步电动机的最简单且最先应用的技术。可以在模拟电子设备中实现，这是早期电机控制中唯一可行的。标量控制基于异步电动机的静态模型如图3.18所示。并可以由此计算出相应的电压和频率，它将在电动机中提供所需的转矩或速度。其缺点是该模型仅在静止状态下有效，并且该模型参数高度依赖于温度、频率等因素，标量方法的动态性能较差，电机容量利用率较低。 -
转子磁通矢量控制
这种方法是由德国科学家Blaschke在60年代后期研发的。该方法基于参考旋转坐标系中的矢量的电动机电压、磁通和电流的模型。由于坐标与转子绕组中的旋转磁通同步，电流矢量的分量在磁通分量和转矩分量中解耦，类似于直流电动机的励磁电流和电枢电流。该方法要求的计算机容量远远高于控制方法正在发展时可用的计算机容量，这种方法在80年代早期到中期得到了商业应用。缺点是进行矢量变换所需的模型包含高度变化的参数，尤其是取决于温度的转子电阻。而为了获得良好的动态性能，就应该在线调整转子电阻或者测量温度。图6.3展示出了该控制方案的示意图。 -
先进的定子矢量控制
通过使用定子定向坐标系中的定子磁通和电流模型，可以实现相同的磁通和转矩控制的分离。该模型可以独立于高度变化的转子参数，但需要更高的控制器计算机容量。通过模拟，这种方法早在80年代末就已为人所知。然后在90年代中期，该方法也称为直接转矩控制（DTC），可在市场上买到。必须通过典型的40kHz采样频率来解决异步电动机的数学模型以进行精确控制，然后将无法估计电动机的电量，而且还能够估计电动机的机械速度。这使得在大多数应用中得以使用无转速驱动器，被认为是系统可靠性的极大增强。
图5.8显示了VSI型异步电动机驱动的局限性。定子电压的电压限制由给定的恒定直流母线电压的逆变器的最大输出电压给出。逆变器单元或电机最大电流给出了定子电流和转矩的限制。通常，这意味着电机在连续负载操作中限制电流和转矩，在间歇负载时限制逆变器电流。同时还有另一个限制：标定的“俯仰力矩限制”，这是感应电动机本身的特征。它通常发生在推进电动机的运行速度范围之外的额定速度的150至200％的工况下。
图5.7：磁通矢量控制方案的简化框图，也称为直接转矩控制（DTC）。
图5.8：VSI异步电动机驱动器的特征最大工作边界。
图5.5中的拓扑结构能够在两个方向上运行电机。由于二极管整流电源，故电力只能从网络获取，而不会在再生制动期间反馈到网络。为电动机供电的逆变器部分也具有执行再生网络的能力。如果这在所示的拓扑中发生，则直流链路电压会增加，并且组件可能会因过电压而受损。所有转换器都具有内置过压保护，如果直流母线电压超过安全限值，则会限制制动功率。
为了能够再生电力，例如由于通过反转螺旋桨速度进行碰撞停止操作，如图5.9所示，通常在直流链路中构建晶体管控制的电阻器组，该直流链路在其过压的安全限制之前被激活。然后将再生的电力转储到该电阻器中。此外，整流器可以配备全桥可控硅整流器与二极管整流器反并联（见下一节）或有源前端（类似于逆变器模块）可用作整流器单元，以便为网络供电。
图5.9：推进驱动器需要制动能力（四象限操作），其中碰撞停止操纵是通过螺旋桨的速度反转完成的。
在系柱拉动条件下，也就是从静止的网络到电动机，功率流将是正的。动态地，可能存在动态制动力矩来停止或降低螺旋桨的速度，如果减速速度太快以至于除了流体动力制动扭矩之外还必须施加制动扭矩。
英语原文共 12 页
资料编号：[4860]
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