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16QAM SC-400G无重复传输系统的高级线性和非线性补偿
Junwen Zhang , Jianjun Yu, Hung-Chang Chien
ZTE (TX) Inc., Morristown, NJ 07960, USA
关键字：高级数字信号处理、线性均衡、预均衡、预失真、非线性补偿
摘要：本文研究了基于65-Gbaud 16-正交幅度调制（QAM）信号的单载波400G系统的线性均衡和非线性补偿的数字信号处理(DSP)。在发射机(Tx) 侧，利用预均衡(Pre- EQ)和基于查找表(LUT) 的预失真(Pre-DT)生成和预处理16-QAM信号。本文通过实验研究，提出了基于训练的均衡和预失真的实现原理。在接收机(Rx) 侧，还利用基于数字反向传播(DBP) 的光纤非线性补偿来进一步改善传输性能。通过联合基于LUT的Pre-DT和基于DBP的后补偿来减轻光电元件和光纤非线性损伤，我们展示了基于4通道400G单载波PDM 16QAM的1. 6Tb / s无复飞传输不带分布式放大器的205公里SSMF。
- 介绍
在沿海花彩，岛屿跳跃，湖泊穿越甚至陆地系统中的跨越长跨度的情景中，无重复传输系统已经吸引了许多研究兴趣。在没有任何串联中继器或有源元件的情况下，这些无中继传输系统因此是用于中等距离的点对点连接的成本有效的解决方案。大多数现有系统的目标是尽可能长地使用超低损耗和大有效面积光纤和分布式拉曼放大器或远程光泵浦放大器(ROPA) [1- 5].在以前的工作中，已经证明了一些无重复的传输实验:在[1]中，ROPA报告了480.4km无重复跨度上的8*120 Gb / s的高容量传输;使用基于128—Gb / s偏振分集多路复用(PDM) 正交相移键控(QPSK)密集波分复用(DWDM)的高功率无包层泵浦L波段掺铒光纤放大器(EDFA)在402km的光纤上产生6.3-Tb/s的信号 在[2]中被ROPA证明;80x200 Gb / s PDM- 16正交幅度调制(QAM) 信道在321 km 上间隔50 GHz, 在具有超低损耗，大有效面积光纤的链路上应用三阶反向传播拉曼放大器[3]。
最近，每通道400-Gb / s数据速率的每通道数据速率的光传输已经成为下一代传输标准的一个自然而有希望的步骤[6- 10].顺应光学传输系统趋势，无中继系统中每通道400Gb/s的需求迅速增加。但是，之前报道中很少有人为无重复系统实现单载波400G。考虑到发射机(Tx)和接收机(Rx)的复杂性和成本，单个光载波上的400G传输仍然是一个有吸引力的方案[6-9]。即，最小化信道子载波的数量减少了部署的光学组件的数量，这通常确定了应答器成本。因此，对SC-400G无重复传输系统进行性能研究具有重要意义。
另-方面，随着高速数模转换器(DAC)的出现，基于发送器(Tx)侧的DAC的信号生成因其简单的配置和灵活的信号生成能力而成为一种极具吸引力的方法[11-22].预均衡(Pre-EQ)或预加重被广泛用于基于DAC的信号生成过程，以减轻由系统带宽限制或线性失真引起的符号间干扰(ISI)[12-16]。同时，与QPSK相比，组件非线性也成为高阶调制格式的问题，即16QAM。非线性预失真(Pre-DT)也在最近的出版物中报道，以解决这个问题[17,21,22].在接收器端，由于通过相干检测实现了高级数字信号处理(DSP)，因此还可以通过使用高级算法来补偿光纤非线性损伤。
图1 信道线性响应和非线性失真估计的实现原型
对于无中继传输系统，可以预期光纤非线性补偿作为一种非常有前景的解决方案，可以在输入功率更大的情况下增加传输距离[11,23,24]。考虑到上述所有限制，Tx和Rx侧DSP的组合可用于系统线性和非线性损伤补偿，可进一步提高系统性能[1]。
因此，在本文中，我们通过实验证明了基于65-GBaud PDM-16QAM信号的单载波400G无重复传输系统。具有查找表(UUT) 的联合DSP基于Pre DT和基于DBP的后补偿被提出分别用于减轻光电元件和光纤非代性损伤。使用这种方案，我们在不使用分布式放大器的情况，在205公里的单模光纤(SSMF) 上实现了1.6 Tb / s的4通道400G单载波PDM-16QAM信号的无重复传输。据我们所知，它是第一个单载波400G无重复系统，具有基于SSMF的如此长的传输距离，没有任何分布式拉曼放大。
- 原理与实验装置
2.1信道线性响应与非线性失真估计的实现原理
在16QAM信号传输实验之前，Pre-EQ和Pre-DT分两步执行，以减轻信道带宽约束和分量非线性损伤。图1展示了信道线性响应和非线性失真估计的实现原理。为了获得有效LUT创建的合理信号质量，我们最初通过训练序列估计端到端信道响应，以在没有任何DSP的情况下执行Pre-E0过程。基于Rx侧自适应均衡器的传递函数生成Pre FQ有限脉冲响应(FIR) ，如图1所示,在基于自零差相干检测的背对背(BtB) 情况下。可以从收敛后的决策指导最小均方(DD-LMS)滤波器计算Pre- EQ的FIR。我们首先使用DAC生成16 QAM信号，而不进行预均衡来进行信道估计。在线性信道估计期间，仅使用单极化信号来避免极化串扰。为了减少非线性损伤对线性信道估计的影响，生成的16 QAM数据衰减了6dB。这些均衡器的幅度频率响应是信道的逆传递函数。DD-LMS环路是用于预收敛的级联多模算法(CMMA) 之后，由四个复值N抽头FIR滤波器组成，用于均衡[15]。收敛后，FIR滤波器实现了信道预均衡的稳定状态。在线性信道估计之后，基于LUT的Pre -DT的表创建[11,18 -22]在信号恢复后的第二步中执行，如图1所示。
在第二步中，16-QAM信号是使用Pre-EQ而不是Pre-DT生成的，信号也由离线DSP在单极化自相干检测情况下处理。为了减轻组件的非线性损伤，我们生成预均衡的16-QAM数据没有任何衰减。在测试期间，通过将恢复的信号与传输的训练序列进行比较来创建Pre -DT表[19-21]。详细的表生成过程见图2。我们首先通过在具有1/3符号长度的不同模式序列下比较发送信号和相应的恢复信号来生成模式相关LUT。由于剩余的ISI,表的内存长度为M。LUT校正首先由误差函数e (k) 计算，它是发送的16-QAM符号实部和虚部X (k) ({ 3, 土1}) 之间的差值，具有四个级别和恢复的部分在Rx侧，然后存储在不同的表索引(1)下，最后将Tx侧Pre-DT平均为LULU-e (k)。一旦使用所有可能的模式序列创建表，通过模式索引(I) 搜索表，可以在Tx侧使用Pre-DT。值得注意的是，模式指数将是有限的，因为16-QAM符号只有4个状态，具有实部和虚部X (k) ({ 3， 土1}) 。从DAC生成的测试序列的最终输出都是Pre-DT和Pre-EQ，通过先前获得的查找表和信道响应。
图2 表创建和搜索的LUT算法和处理块的原理
2.2 Tx-和Rx-DSP光纤传输实验的建立
图1显示了在205公里SSMF上的1. 6Tb / s 4通道400G单载波PDM-16QAM信号的无重复传输的实验设置。在发射机侧，我们的系统使用四个可调谐外腔激光器(ECL1至ECL4) ，线宽小于100kKHz,输出功率为14.5 dBm，波长间隔100GHz。四个ECL被分成两组作为奇数和偶数信道以形成WDM信道设置。在独立I / Q调制之前，奇/偶信道由两个1*2偏振保持光耦合器(PM-OCs) 复用。双臂LiNb03 I/ Q调制器3-dB带宽约为33 GHz。65-Gbaud 16-QAM信号由工作在80- Gsa / s且3 dB模拟带宽为20 GHz的DAC产生，其中I和Q数据由Tx-DSP模块产生，如图1所示。 灰度编码数据首先映射到16-QAM符号，然后应用基于LIT的Tx侧非线性Pre-DT用于补偿元件的非线性损伤。然后，基于T / 2间隔FIR实现时域Pre -EQ,以用于2x上采样数据，以补偿由DAC,驱动器和I / Q调制器引起的带宽限制损耗。最后，在重新采样过程之后，80-GSa/s DAC生成65- GBaud 16 QAM信号。在I / Q调制之前，I和Q信号通过驱动器进行放大。
生成的4*520-Gb / s, 100-GHz网格PDM 16-QAM信号然后将基于前均衡和基于LUT的Pre-DT发射到205公里的无重复光纤链路中，该链路由4个传统的SME 28组成。长度分别为80-，80-, 25- 和20- km。光纤链路在1550nm处的色散系数为17.0ps / (nm-km)，总损耗为42dB。 在光纤之前使用一个EDFA,没有EDFA在这些纤维之间使用，如图3所示。在205 -km光纤传输之前和之后的4通道65-GBaud PDM 16-QAM信号的光谱作为插图(i)和(ii)如图3所示。
图3 实验装置。(ECL：外腔激光器；IQ模式；IQ调制器；POL。mx：偏振复用器；OC：光耦合器；sw：开关；dac：数模转换器；TOF：可调谐光非本机振荡器；模数转换器：模数转换器)。
在相干接收机处，采用一个带有0. 3 dB带宽的可调光滤波器(TOF)来选择所需的65 GBaud信道，同时利用另一个线宽小于100 kHz的ECL。作为极化和相位多样90混合输入的本地振荡器(L0) 。对于每次测量，L0调谐在100 MHz以内选定的频道中心频率。在具有50 GHz 3- dB带宽的混合之后使用四个平衡光电检测器(PD) 。采样和数字化(A / D转换)由具有160-GSa/s采样率和65GHz电气模拟带宽的实时数字示波器实现。ADC之后捕获的四通道数据序列由具有离线DSP的笔记本电脑处理，如图4所示。首先将4通道采样数据序列重采样为130GSa/s,每个符号采样2个样本，然后使用修改后的DBP算法进行光纤非线性和色散补偿[19]。之后，执行时钟恢复以消除定时错误。在时钟恢复之后，基于级联CXMA和DD-LMS的自适应均衡器用于16-QAM信号信道均衡和偏振解复用由四个蝶形29抽头T / 2间隔FIR过滤器执行。在我们的实验中，我们发现29抽头足够达到最佳性能，以克服来自光纤的PMD和来自适配器、驱动器、ADC / DAC和PD等组件的Pre-EQ之后的剩余ISI。应用基于第四功率方法和16QAM载波相位恢复(CPR) 的频率偏移估计。最后，在灰度解码之后计算BER。
图4 520-Gb/s 16QAM光纤传输信号的离线DSP
- 实验结果与分析
为了减轻由系统中的光电元件引起的信道带宽约束和分量非线性损伤，在光纤传输测量之前进行Tx侧预均衡和LUT预失真。图5显示了用于Tx侧预处理的Pre-EQ的结果。DSP模块中Rx侧自适应DD-LMS均衡器的频率响应。如图5所示 (a)和(b)分别是没有和有预先Q的情况。我们可以看到高频分量的增强，可用于Pre-EQ过程中的预加重。时域中的FIR抽头值显示在图5(C)。在Pre-EQ之后，我们观察到了一个平坦的信道响应，如图5（b）所示应用DD-LMS均衡器产生的FIR。
图5 预均衡结果：(a)对于没有预EQ的信号，Hxx的频率响应；(b)对于具有预EQ的信号，Hxx的频率响应；(c)预EQ的FIR抽头值。
图6 (a) 和(b)显示了在创建的表中具有不同模式索引的3和5符号存储器实现的情况下的LUT校正值(误差函数)。两种情况都使用在Tx侧使用Pre-EQ的训练序列进行处理。我们可以看到通过使用更长的模式可以获得更大的失真校正值，这显示了系统中的残余ISI。由于16-QAM信号的I和Q分量只有4个级别，因此3个符号只有64个模式，5个符号只有1024个模式。
图6 LUT预DT结果：(a)具有3符号内存的表；（b)具有5符号内存的表
图7显示65-GBaud PDM 16QAM信号的背对背(BtB) Q性能(以dB为单位)。我们最初测试Q性能与LUT符号存储器长度，如图7（a）所示。从图7 (a)，我们发现长度为7个符号的LUT显示略好于5个。我们认为这是由于Pre-EQ之后系统中的剩余ISI。更好的通道响应或更准确的通道预均衡可以帮助减少存储器长度。在以下测试中，在该系统中使用7符号LUT。图7 (b) 显示了在不同处理方案下65-GBaud PDM 16QAM信号的BtB Q性能与OSNR (0. 1nm分辨率)的函数关系。在没有任何预处理的情况下生成信号时存在较大的错误底限，并且当应用预均衡时，观察到65- GBaud PDM 16QAM信号的显著OSNR改善。我们还发现，在Q为5. 22 (24% SD-FEC限制)时，LUT预失真可以进一步 提高OSNR增益约1.5dB的信号性能。100-GHz网格中的WDM信道没有OSNR损失。在5. 22的Q值下,100GHz网格中65-GBaud PDM-16QAM信道所需的OSNR为21.5 dB /0.1nm。与理论曲线相比，OSNR损失为2. 5dB。总的来说，通过应用Tx侧Pre-EQ和基于LUT的Pre-DT,在5. 2的Q值下有10-dB OSNR增益。插入(i)和(ii) 在图3显示对于在没有任何顶处理的情况下产生的65-GBaud 16QAM信号，在高OSNR条件下(33.5 dB / 0.1 nm)的X-和Y-极化的背靠背星座图，而(iii)和(iv)是具有Pre-EQ和LUT Pre-DT的那些。
图7 背靠背（BtB）实验结果：（a）Q与LUT符号和LUT Pre-DT；（b）BTB实验结果作为具有或不具有TX侧DSP的不同信号的OSNR的函数；插图（i）和（ii）是X pol和Y po
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