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一种用于距离自适应无线功率传输的可重构谐振线圈
摘要
为了拓宽磁耦合无线电力传输系统的范围，我们提出了一种新颖的可重构谐振线圈。该设备由一系列使用开关的子线圈组成控制打开的子线圈的数量有了这个设计，当发射和接收线圈之间的距离改变时，线圈之间的耦合系数和所提出的线圈的质量因子都可以动态调整。因此，与传统的谐振系统相比，所提出的线圈系统增加了有效的功率转移范围。在这项工作中，我们用所提出的线圈替换四线圈系统中的第一个线圈。随着发射和接收线圈之间的距离增加，该线圈使用六个开关将系列子线圈的数量从六个改变为一个。当发射和接收线圈之间的距离改变时，可以动态地调整线圈之间的耦合系数和所提出的线圈的质量因子。因此，与传统的谐振系统相比，所提出的线圈系统增加了有效的功率转移范围。在这项工作中，我们用所提出的线圈替换四线圈系统中的第一个线圈。随着发射和接收线圈之间的距离增加，该线圈使用六个开关将系列子线圈的数量从六个改变为一个。理论分析演示了如何正确设计和配置所提出的线圈。实验结果表明，与没有所提出的方法的传统系统相比，系统实现70%或更高效率的范围增加了120%。当负载从40欧姆到300欧姆变化时，所提出的系统保持高效率。
1引言
磁耦合无线功率传输（WPT）系统有许多便携式应用，包括通信电子和生物医学设备[1]-[4]。
在这些应用中，在宽功率传输范围内保持高效率比在单个距离处的最大效率更重要，因为设备可能会在变送器周围移动。大多数感应功率传输系统，例如充电垫，只有当设备直接位于变送器顶部时才能实现足够的WPT[5]，[6]。大多数谐振WPT系统也可在特定点实现最大效率[7]。
在谐振WPT系统中，当传输距离增加时，耦合系数（k）减小并且输入谐振器的阻抗发生变化。对于非自适应WPT系统，除了阻抗恰好匹配的特定点之外，在任何地方都会出现电阻抗和负载阻抗之间的阻抗不匹配。因此，在谐振器之间的大多数距离内，最大功率不会传递到负载。为了克服这个固有问题，需要自适应阻抗匹配（IM）方法。在阻抗匹配到时候IM还实现了功率放大器（PA）的最大效率[8]。因此，对于WPT设备用户可能并不总是将接收器定位在理想位置，自适应IM技术很重要。
在先前的工作中已经提出了四种自适应方法。第一种方法使用自适应频率跟踪[7]，[9]，它通过跟踪达到最大功率传输的频率来克服分频效应。然而，该方法使用的带宽通常在许多国家/地区监管的狭窄的工业，科学和医疗频段之外。此外，它不会优化欠耦合区域的系统，需要高速控制器才能及时找到合适的频率，第二种方法是物理改变线圈之间的距离[1]，[11]，[12]。在[1]中，作者提出了一种仅适用于发射模块IM技术，在[11]中，该方法通过改变线圈之间的耦合来在每个距离处诱导临界耦合点，以确保向负载输送最大功率。在[12]中，作者研究了IM的任意线圈的距离。然而，物理地改变距离需要机械装置，这导致庞大的发射器和低效的功耗，因此该方法对于便携式电子装置是不切实际的。第三种方法使用自适应IM电路[13]-[15]。它使用一个高LC匹配电路，包括许多开关电气控制电路阻抗自适应地取决于操作距离。最后一种方法是循环切换[16][17]，在[16]中，这种方法在几种不同的方法之间切换单匝环驱动传输线圈，改变了输环路和线圈之间的k，在[17]中，它使用并行多环的各种组合更改环路和线圈之间的耦合。当发射器-接收器距离改变时，这些方法自适应地匹配阻抗。但是，环路切换方法或多环的组合具有有限的阻抗范围，因为开关回路的自感很小。但是，环路切换方法或多环的组合具有有限的阻抗范围因为开关回路的自感很小；结果，Q因子很低。
在本文中，我们提出了一种可重构谐振线圈（RRC），通过选择串联子线圈的数量，可以同时控制K和Q.四线圈WPT系统的电路分析和IM分析包括单侧匹配的双面匹配和权衡，在第二节中探讨。RRC在第三节中介绍，第四节介绍了自适应匹配系统的实验。最后，结论在第五节中给出。
2四线圈WPT系统的电路分析
A.IDFS
四线圈WPT系统由四个具有相同谐振频率的谐振器组成，可以由等效电路模型表示（图1）。
线圈1和2表示发射线圈，而线圈3和4表示接收线圈。所有线圈都彼此磁耦合。为了获得强电感，通常在WPT系统中使用螺旋或螺旋结构。这些线圈可以由串联电感，电容和电阻电路模型表示。这些分量值由线圈几何形状确定，例如匝数，间距和半径。除了自电容之外，集总电容还可用于调节线圈的所需谐振频率。耦合系数kmn表示线圈n和m之间的磁耦合强度，可以从互感系数Mmn和自感系数Lm和Ln求得：kmn=Mmn/。K随着线圈距离的减小而增加，反之亦然[18]交叉耦合如k13，k14和k24通常被忽略，因为它们的影响可以忽略不计，因此我们只考虑k12，k23，和k34[7]。
但是，当工作距离非常短且线圈参数不对称时，它们会导致显着变化这种影响将在第三节中讨论。Vs Rs表示变送器的戴维宁等效电路参数，例如振荡器和PA.表示等效的接收器电阻，例如整流器和负载。WPT系统的等效电路（图1）可以仅用K和Q表示为s21：
其中S21是传输系数的大小，Qn是第n个线圈的负载Q因子[1]。假设所有线圈满足Rs远大于Rp1和RL远大于Rp4以相同频率共振。幅度的平方是S21与输送到负载的功率与来自源的可用功率之比，并且可以在网络匹配时用作功率传输效率[19]。使用k和Q来分析S21与使用R，L和C相比具有几个优点。首先，许多不同的线圈形状和几何形状可以产生相同的结果。然而，并非所有线圈形状和几何形状都可以通过R，L和C的所需组合实际实现。因此，谐振器设计者可以更容易地选择特定的线圈几何形状[20]。其次，与使用未归一化的电感相比，使用归一化的耦合k来选择线圈形状和线圈-线圈距离是方便的。因此，设计定义特定Q和k的谐振器比满足特定的R，L，C和互导更方便。已经研究了四线圈系统的单侧匹配[1]
我们引入了使用阻抗决定因子（IDF）的双侧匹配，其中可以在发射和接收谐振器的两侧控制阻抗。在四线圈系统中，调节线圈1和4的Q和k以改变输入和输出端口处的阻抗。为了简化分析，我们将线圈1和4的IDF定义为
分别将IDF代入表达式中是从（1）和（2）获得的
其中s21是IDF的函数，它完全描述了当Q1和Q3优化（增加和增加）时，应设计线圈1或线圈4的参数，一旦确定最大S21的IDF，设计师就可以设计满足这些IDF的线圈的物理几何结构。
B、 单面和双面IM
对于输入端口匹配[1]，线圈1内的输入阻抗应与源电阻相同
其中
A1，A1-sm的IM条件可以通过将（5）应用到（4）中并求解A1 来获得，
其中sm表示“单面匹配”，（7）中的输出端口匹配条件是从（6）获得的，因为电路结构是对称的（图1）。例如，如果线圈2和3被设计为A2，并且确定了A1sm，则可以使用（6）和仅用于发射机侧匹配的特定k23来确定，然后可以使用（2）获得相应的k12和Q1，该（2）确定线圈1的设计变量，例如尺寸、螺距、匝数和线圈-线圈距离。对于双面匹配，用（6）代替（7）给出了A1dm的双面匹配条件，并将A1dm放入（7）中得到A2dm的结果。
其中表示“双面匹配”。A1dm和A2dm由线圈2和3的参数组成，线圈2和3是四线圈系统中的主要谐振线圈。因此，线圈1和4应根据线圈2和3的参数进行设计。将（8）和（9）代入（3）可得到系统的最大S21。
方程（10）描述了四线圈系统的理想情况，其形式与两线圈系统的最大效率方程相同，假设四线圈系统中的线圈2和3被视为两线圈系统中的两个线圈[21]。这意味着，如果线圈1和4用于IM，四线圈系统的最大效率仅取决于线圈2和3。
对于能量传输到电子设备，接收器通常必须小，便于携带。如果将自适应IM用于此类应用，则双面IM所需的附加电路可增加接收设备的总体尺寸，因此，将仅考虑将匹配系统添加到发射侧。在单侧匹配的情况下，A2是固定的，A1sm是根据给定A2的（6）计算的。随着A2的增加，效率曲线向k12较高的方向移动；即，工作距离减小，但峰值效率增加[见图2（a）]。A1sm随着A2的增加而减少[见图2（b）]。如果很小用于降低最大效率和延长传输距离，需要较大的A1sm。然而，大型A1sm很难设计，因为理论上，当K12的最大值为1时，A1 in（2）的最大值限制在Q1。由于Q1是一个加载Q（包括），在有限的区域内设计高Q1是一个困难的任务。因此，较小的A2可以增加线圈1的设计复杂性。因此，效率、距离和设计复杂度之间的权衡是通过以下关系形成的：如果选择大A2来提高效率，则工作距离减小；如果选择小A2来增加工作距离，与双面匹配系统相比，效率降低，设计复杂度增加
- RRC
为了实际实现第二节中介绍的IM技术，我们提出了RRC。为达到最大的WPT效率，IDF应按（8）和（9）设计。由于A1由线圈1的k和Q组成，A2由线圈4的k和Q组成，因此可以同时控制k和Q以达到所需的效果。这是一个非常有用的特性，因为其他控制线圈参数的方法只考虑。在[1]、[11]和[22]中，通过根据传输距离控制线圈之间的物理距离来改变k12和k34。在[16]中，只通过切换不同大小的回路来控制。所提出的线圈允许k和Q都进行调整，以优化功率传输。
因此，线圈可以有效地控制IDFs。RRC控制开启的子油的数量，Q和k因此改变，并与另一个相邻的线圈（图3）。
RRC由一系列组成单个线圈的子线圈组成。每一个子线圈都连接到一个开关，使其处于打开或关闭状态。例如，如果第一个开关打开，而其他开关关闭（状态1），则只有子线圈连接到电路；其他子线圈浮动，因此Q1和k12被确定为子线圈的参数。如果第二个开关打开，其他开关关闭（状态2），则新的Q1和K12被确定为一系列子线圈和子线圈的参数。
如果只接通最后一个开关，则所有子线圈都连接到Q1和k12，并作为一个系列的参数确定所有的子线圈。根据底线圈布置，RRC可以设计为螺旋式或平面螺旋式。
每种亚线圈都有不同的直径、节距和匝数，因此可以以多种不同的方式制造。因此，各种设计选项可满足所需的IDF，制作的子线圈都有不同的形状。子线圈可由具有相同IDF的其他线圈代替。随着开启的子线圈数量的增加，负载增加，因为电感的增加大于电阻的增加（表一）。状态6谐振频率不同的原因是采用电容补偿使交叉耦合效应最小。当传输距离太短时，交叉耦合k13（在我们的分析中被忽略）会显著地影响峰值频率，在峰值频率处，最大效率会转移到更高的频率。
为了减少这种影响，为状态6增加了更多的电容来补偿频率偏移。
将图1中的线圈1替换为RRC（图7），可以得到发射机侧具有RRC的四线圈系统的等效电路。通过以下方法获得变压器看线圈块的输入阻抗
- 功率效率测量
A.散射参数测量
RRC只能用作发射侧的单侧匹配组件，或者如果应用允许，RRC可以分别放置在发射侧和接收侧代替coils1和4，以拓宽IM范围。后一种方法可以使用双面匹配技术，因此是提高传输效率和分辨率的有效途径。然而，这种方法需要两个控制器，这增加了系统的复杂性。与双面方法（图2），但对于小型接收设备更简单和实用。在本文中，单侧匹配方法已被用作使用RRC的自适应系统，其中传统四线圈系统中的线圈1已被RRC替换（图7）
自适应切换在所有距离上都比传统系统实现得更高（状态3）。变耦合方法只能在长距离范围内进行改进。在线圈之间的短距离内，由于线圈较小（第三节），这种方法的性能较差。使用RRC配置可以显著地改善IM范围和可以实现高效率的无线功率范围。在30-170毫米的范围内，自适应开关为10分贝，这意味着线圈阻抗在大多数高效距离内都能很好地自适应匹配
B.功率效率测量
利用测量数据计算功率传输效率
其中pout是信号分析仪的接收功率，pin是PA的输入RF功率，Pdc是从电源接收的dc功率。利用（13）[19]计算图9（a）中S参数测量的效率，
使用PA获得的效率曲线与使用NA获得的效率曲线相似（图11）。自适应开关的效率在所有距离上都比状态开关的效率高3，它代表了传统的系统。
当采用自适应开关时，传输范围ge;70%的效率比状态3的范围提高了120%，即扩展了有效功率传输范围。在距离为le;150 mm时，PA的效率与NA乘以仅PA的效率=91.7的效率非常一致。然而，在距离ge;160mm时，PA的效率低于NA乘以PA的效率。这是因为当功率放大器的输出阻抗不匹配时，仅功率放大器的效率降低[见图9（b）]。
并进行了不同载荷下的试
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