英语原文共 7 页
一种新颖的有源功率解耦单相PWM整流器拓扑结构
山东大学 电气工程学院王文龙，王辉，谭兴国，王光柱，中国济南
Khai.D.T.Ngo电子与计算机工程系，弗吉尼亚理工大学,布莱克斯堡，美国
摘要-本文提出了一种新的脉宽调制(PWM)整流器拓扑结构，它既能在交流侧实现正弦输入电流，又能在直流侧实现纹波功率解耦，而无需额外的开关。将传统H桥电路的交流电感分为两部分，只增加辅助解耦电容。提出了作为单位功率因数整流器的电路控制方案。与其它解耦电路相比，该电路具有功率密度大等优点。由于没有额外的开关，该电路具有更高的效率。通过仿真验证了该电路的有效性。
一，引言
PWM整流器广泛应用于电力电子系统，例如并网光伏（PV）逆变器，不间断电源系统（UPS），交流馈电轨道牵引驱动器等。但是，当输入电压和电流是正弦曲线时，则会在直流母线电压上产生两倍线路频率的纹波，这对转换器的两侧都有害。特别是当PV面板[1,2]或电池[3,4]连接在直流环节上时，纹波功率将导致效率降低和过热。为了限制这种低频纹波，通常使用大容量直流环节电容，但这会导致转换器的体积，重量和成本增加。
已经探索了几种有源功率解耦方法来解决这种二阶纹波问题[3-12]。基本思想是使用有源电路将纹波功率从直流环节转移到另一个能量存储部件，这允许更大的电压或电流波动。可以减少转换器中使用的存储组件。因此，如果使用电容作为储能元件，则可以选择薄膜型电容，其寿命比电解电容长得多。任何先前的功率去耦方法都可以减少转换器中使用的电容，并减小转换器的体积和重量。然而，由于附加的开关装置，转换器的效率下降并且转换器的成本并不总是降低。
本文提出了一种新颖的有源功率解耦单相PWM整流器拓扑结构。与其他功率解耦方法相比，所提出的电路具有相同的优点，如高功率密度和快速动态响应。同时，不需要额外的开关使得所提出的电路具有更高的效率和更低的成本。分析了电容去耦方法，制定了脉宽调制策略。对于作为单位功率因数整流器的电路，还提出了控制策略。PR控制器也用于计算去耦电容的指令电流。最后，通过仿真验证了电路的可行性。
二 电容解耦分析
用于单相PWM整流器的功率解耦方法的存储部件可以是电感器[4,10]或电容[5-9,11]。虽然电感器在坚固性和可靠性方面优于电容，但它们在功率损耗和功率密度方面较电容[8]差。存储元件的波形可以是DC波或AC波。所提出的电路使用电容作为存储部件，其在DC模式下工作。电容性DC模式功率解耦方法的分析如下所示。
假设交流电源电压和电流是正弦曲线，如下式所示：
（1）
（2）
其中，V和I为峰值输入电压和电流值;是电源电压和电流之间的角度;是供给角频率。瞬时输入功率可表示如下：
== （3）
从等式（3）可以看出，瞬时功率由两部分组成：分别在等式（4）和（5）中定义的恒定功率和纹波功率.
（4）
= （5）
恒定功率馈送直流负载，而纹波功率是二阶谐波功率。流入DC侧的纹波功率使得DC电压波动为AC线路频率的两倍频率，这影响DC侧电气设备。电源去耦功能是将纹波功率与分离，并将纹波功率转移到存储设备。 当纹波功率被去耦电容完全吸收时，电容的能量可以用公式（6）表示：
===(K- ⑹
其中，是去耦电容的电容，是去耦电容的电压，K（Kge;1）是能量存储裕度系数。 K = 1表示电容完全充电和放电。 K值越高，系统中未使用的冗余能量越多。 根据等式（6），去耦电容的电压可以导出为（7）：
=⑺
从等式（6）和（7），我们可以得到能量的最大值和最小值以及去耦电容的电压，分别如（8）到（11）所示。
=(K 1) ⑻
=(K-1) ⑼
= ⑽
= ⑾
为了便于分析，电容能量利用效率定义为波动能量与最大能量的比值。它表示在（12）中。
== ⑿
同时，电容电压利用效率被定义为（13）中的波动电压与最大电压的比率。
==1- ⒀
电压利用效率与能量利用效率之间的关系可以通过以下方式获得
从（12）和（13）中消除K，其在（14）中示出并绘制在图1中。
=1- ⒁
图1.电压利用效率eta;v与能量利用效率eta;E之间的关系
实际上，可以从波形容易地获得电压利用效率，并且可以从等式（14）计算能量利用效率。是判断功率解耦方法的指标：的值越大，电容存储的冗余能量就越少。例如，当H桥电路用于PWM整流器时，直流环节电容是其去耦电容。 如果允许的直流电压纹波为2％，则意味着电压利用效率约等于2％，相应的能量效率等于3.96％。这意味着直流环节电容中存储的超过96％的能量是多余的。
当确定去耦电容的最大工作电压时，所需的去耦电容可以从（10）导出，如（15）所示。
⒂
更换（7）中的（15）最终获得（16）中的去耦电容电压：
⒃
总之，当去耦电容被选择为等式（15）并且电容的电压如等式（16）那样波动时，纹波功率将被去耦电容完全吸收。
此外，相应的去耦电容电流可以在（17）中计算：
⒄
在不同的电压利用率下，等式（16）和（17）可以分别看作去耦电容的电压和电流的波动。假设为300V，转换器的视在功率为7000VA（VI等于14000VA）。为了帮助可视化波形，图2绘制了去耦电容电压和电流，其中分别为0.25,0.5,0.75,1（对应的分别等于0.4375,0.75,0.9375,1）。从图2（b）可以看出，较高的电容电压利用率导致较高的去耦电容电流，这意味着开关器件必须具有较高的电流承受能力。特别是当电容电压利用率接近1时，去耦电容电流不仅具有巨大的峰值，而且在某些点处也会突然改变。它不适用于直流模式容性电源去耦。然而，较低的电容利用率也导致转换器系统的功率密度较低。因此，应选择合适的电容利用率来进行功率去耦。
III电路构成和调制
A.电路构成
图2.在不同的eta;v（a）电压波形（b）电流波形下去耦电容的波形
所提出的电路如图3所示，它将传统H桥PWM整流器的AC电感器分成两部分L1和L2。添加辅助去耦电容以吸收二阶纹波功率。电路中的直流环节电容用于支持电压和滤波器高频开关纹波电压。
图3.提出的PWM整流电路
电路有两个功能：首先，PWM整流器的基本功能是在交流侧和直流侧之间传输电能。其次，对于功率去耦功能，二阶纹波功率应转入去耦电容中，其电压可在较大范围内波动。
在所提出的电路中，四个开关和电感器L1，L2构成H桥转换器，其实现了在AC侧和DC侧之间转换能量的功能。而V相脚开关，电感器L1和辅助去耦电容构成双向降压-升压有源电力滤波器（APF）转换器，其实现将第二纹波电力转移到辅助去耦电容中的功能。可以看出，V相开关支路多用作H桥转换器的支路和降压转换器的支路。
B.调制策略
在图4所示的所提出的电路中，假设三角载波从0到1波动，则上相调制波和V相调制波与相比：当高于时，U相脚S1的顶部开关接通，底部开关S2断开;当低于时，S1关闭，S2打开。假设DC线的负端电压在电路中等于零。和是A点和B点的实际电压，其中滤除了高频开关纹波。的波形与调制电压的波动相同，只有系数不同，可以表示为（17）。V相类似于U相。
⒅
角度phi;，即电源电压和电流之间的角度，假设为零。如果忽略电感器L1的电压，则辅助去耦电容的电压近似等于点B电压。当辅助去耦电容被选择为等式（15）并且电容的电压如等式（16）那样波动时，纹波功率将被辅助去耦电容完全吸收，这已经在部分II中进行了分析。 因此，确定了。实际电压可以通过期望电压加来实现。然后，可以通过实际电压除以直流环节电压简单地获得相应的调制电压。
假设直流电压为450V，去耦电容的最大工作电压为300V，电容的电压利用率为0.5，如果需要幅度为150V的正弦电压波形，则实际电压显示为（19）。
⒆
所提出的电路的调制电压是通过实际电压除以直流环节电压获得的，如（20）所示。
⒇
所提出的电路的实际和调制电压的波形如图4所示。左校准是实际电压，右校准代表调制电压。
图4.脉冲宽度调制策略
从图4中可以得到电路的一些工作原理：如果忽略电感器的电压，则A点和B点的实际电压近似等于AC侧的两个端子的电压，小于直流环节电压大于零，因为调制电压必须在三角形载波的最大值和最小值之间波动。原则可以表示为（21）。
（21）
IV控制策略
A.电流分析
所提出的电路的AC侧等效电路如图5所示.和分别是U相和V相的开关功能。 si{0,1}，i{U，V}，si=1表示相应开关臂的顶部开关接通（底部断开），si=0表示顶部断开（底部接通）。在电路中，有两个电流回路：iac和ic。在控制电路中有两个目的：控制iac以实现功率转换器功能和控制ic以使去耦电容吸收二阶纹波功率。从电路中，可以获得微分方程组（22）。从（22）得出去耦电容电压vc的微分方程式为（23）。
（22）
=-- （23）
根据（23），去耦电容电流ic的导数与两个开关支路有关。因此，仅通过使用一条支路就不能直接控制ic。应采用间接控制方法来控制电容电流ic。
根据（21）中得到的原理和（22）中的第一微分方程，切换模式的不同情况可表示如下：
当=1时，/=（-）/lt;0，减少。
当=0时，/= / gt; 0时，增加。
图5.交流侧的等效电路
这说明平均电流与V相支路的开关模式具有单调关系。因此，通过简单地调节V相，我们可以控制电流。同时，根据（22）中的第二微分方程，AC侧输入电流iac的状态可以表示为：
当=1时，/=（ -）/lt;0，减小。
当=0时，/=（ ）/gt; 0，增加。
这说明输入电流也与U相支路的切换模式具有单调关系。因此，可以通过控制U相开关支路简单地调节。总之，两个电感器电流和可以分别简单地由V相和U相开关支路控制。
可以简单地通过U相支路将控制为等于其命令电流。为了将去耦电容电流ic控制为等于其命令电流，我们可以利用电容电流和两个电感器之间的关系电流=--。可以计算命令电流。通过V相支路，可以将调节为等于。这意味着电容电流ic可以通过两个开关支路间接控制，这是ic的间接控制方法。
B.控制策略
图6显示了作为单位功率因数整流器工作的所提出电路的控制示意图。如上所述，电路控制有两个目的：将输入电流iac控制为单位功率因数正弦，并控制去耦电容电流ic，使辅助去耦电容吸收二阶纹波功率。
图6.作为单位功率因数整流器的电路的控制示意图表
在图6中，虚线上方的部分用于调节输入AC电流iac，这与传统的H桥PWM整流器转换器非常相似，除了仅使用一个相臂。这里的低通滤波器是从DC侧滤除二阶谐波信号，以防止它影响输入AC电流。对于直流母线电压，比例积分（PI）控制器可确保零稳态跟踪误差，因为它具有无限增益的直流信号。这里的电流控制器可以选择线性控制器，如比例谐振（PR）控制器或非线性调节器，如磁滞控制器。同时，利用锁相环（PLL），可以实现输入电压的频率和相位。
如图6所示，虚线下方的部分是间接控制去耦电容电流ic，以使辅助去耦电容Cdec吸收纹波功率。为了计算去耦电容的指令电流，采用PR控制器。由于PR控制器在特殊频率下具有无限谐振峰值，因
资料编号：[3492]
以上是毕业论文外文翻译，课题毕业论文、任务书、文献综述、开题报告、程序设计、图纸设计等资料可联系客服协助查找。
