电力变压器设计外文翻译资料

 2022-03-04 23:18:25

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电力变压器设计

电力变压器设计

本部分介绍了降压派生拓扑中使用的电源变压器的设计：正激转换器、桥式、半桥式和全波中心抽头。后面的章节将介绍反激式变压器（实际耦合的电感器）。对于更专业的应用，通常将采用本文讨论的原理。

  1. 变压器的功能

开关模式电源中的电源变压器的目的是将功率从外部电源瞬时高效地传输到外部负载。为此，变压器还提供了重要的附加功能：

  1. 可以建立主要到次要等级的比率，以有效适应广泛不同的输入/输出电压水平。
  2. 具有不同匝数的多个次级可用于实现不同电压电平的多个输出。
  3. 初级和次级绕组分开，方便高压输入/输出隔离，对于离线应用中的安全尤为重要。
  4. 变压器中的能量存储

理想情况下，变压器不存储任何能量-所有能量都从输入瞬间传递到输出。

实际上，所有变压器都会存储一些不希望的能量：

  1. 漏电感表示由于不完善的磁通耦合而在绕组之间的非磁性区域中存储的能量。在等效电路中，漏感与绕组串联，存储的能量与负载电流的平方成正比。
  2. 互感（磁化电感）代表。能量存储在磁芯的有限磁导率中，并存储在两半磁芯汇合的小间隙中。在等效电路中，互感与绕组并联出现。存储的能量是施加到绕组的每匝伏秒的函数，并且与负载电流无关。
  3. 储能的不良影响

漏电感会在开关过渡期间延迟开关和整流器之间的电流传输。这些与负载电流成比例的延迟是调节和交叉调节问题的主要原因。本手册中包含的参考文献（R4）对此进行了详细说明。

互感和漏感能量会在开关转换期间引起电压尖峰，从而导致EMI损坏或破坏开关和整流器。需要保护缓冲器和夹具。然后，存储的能量最终会因缓冲器或钳位器中的损耗而消失。如果损耗过大，则必须使用非耗散缓冲电路（更复杂）以回收大部分能量。

零泄漏过渡（ZVT）电路有时会充分利用泄漏和互感能量。这需要小心泄漏的电感能量在轻载时消失，并且互感能量通常是不可预测的，具体取决于诸如两半芯配合得如何的因素。

  1. 损耗和温升

变压器损耗有时会受到实现所需整体电源效率的直接限制。常见的是，变压器损耗受到绕组中心内部铁心表面最大“热点”温度升高的限制。

温升（℃）等于热阻（℃/Watt）乘以功率损耗（Watts）（公式1）。

△T=PT*PL （1）

最终，适合应用的磁芯尺寸是最小的磁芯，它将以变压器的温升或电源效率方面可接受的损耗来处理所需的功率。

  1. 温升限制

在消费或工业应用中，可以接受40-50℃的变压器温升，从而导致最高内部温度为100℃。但是，最好使用一个更大尺寸的磁芯来降低温升降的损耗以获得更好的电源效率，这样做更加明智一些。

  1. 损失

损失很难准确预测。来自磁芯制造商的磁芯损耗数据并不总是可靠的，部分原因是在正弦驱动条件下进行测量。低频绕组损耗易于计算，但是由于开关矩形电流波形的高频谐波含量，高频涡流损耗难以准确确定。第三部分将广泛讨论这个问题。计算机软件可以大大减轻计算绕组损耗（包括高次谐波）的难度（1）。

  1. 热阻

温度升高不仅取决于变压器的损耗，还取决于从外部环境到中心热点的热阻R T（℃/ Watt）。热阻是一个关键参数，不幸的是，很难以合理的准确度进行定义。它具有两个主要成分：热源（铁芯和绕组）与变压器表面之间的内部热阻RI，以及从表面到外部环境的外部热阻RE。内部热阻在很大程度上取决于物理结构。由于热源分布在整个变压器中，因此很难量化。

从表面到中间热点的RI无关紧要，因为实际上在该点几乎不产生热量。磁芯中产生的大部分热量（不是在环形线圈中）都靠近变压器表面。绕组内产生的热量从表面分布到内部磁芯。尽管铜的热阻非常低，但电绝缘和空隙会提高绕组内的RE。这是一个专业知识和经验非常有用的设计领域。幸好，内部热阻要比预期的RE小得多（高速强制风冷除外），尽管不应该忽略RI，但与RE相比，它通常并不是至关重要的。

极值RE主要是自然对流或强制空气在整个变压器表面的空气对流的函数。自然对流冷却的可再生能源在很大程度上取决于变压器的安装方式及其附近空气流通的障碍。

受益于“烟囱效应”，与安装在垂直表面上的变压器相比，安装在水平表面上并被高大组件围绕的变压器或安装在相对较小的外壳中的变压器具有更大的RE。

通过强制风冷，可以根据风速将RE降低到很小的值，在这种情况下，内部RI成为主要因素。在强制风冷的情况下，热阻和温度升高通常变得无关紧要，因为实现电源效率的目标是绝对损耗极限。

对于自然对流冷却的一般情况，可以使用粗略的“经验法则”（公式2）：

RE=800/AS （2）

其中AS是变压器的总表面积，不包括安装表面。

计算AS很费时，但是另一个经验法则也简化了这一过程。对于给定类别的内核，例如ETD或EC系列中的E-E内核，所有内核大小的相对比例都非常相似。因此，对于ETD或EC系列的所有铁芯，可用表面积AS约为绕组窗口面积AW的22倍。将此与上面的方程式结合起来，可使核心数据表中的窗口面积AW直接用于计算外部热阻（如公式3）：

RE=36/AW （3）

对于罐形磁芯或PQ磁芯，窗口面积成比例缩小，而不是一致的。AS/AW可能在25到50之间，因此RE可能在16/AW到32/AW之间。这些经验对最小化和粗略量化热阻有很大帮助。归根结底，应在中心支柱附近的热点处用热电偶进行操作检查，并将变压器安装在电源原型或模型中。

  1. 最坏情况下的损耗

应该在最坏情况下检查变压器的损耗，该情况是指电源要长时间工作，而不是在瞬态情况下。

变压器损耗可分为三大类：铁芯磁滞损耗，铁芯涡流损耗和绕组损耗。

铁芯磁滞损耗是磁通摆幅和频率的函数。在稳态条件下的所有降压衍生应用中，VIN*D = n*V0。固定频率下在运行中，伏秒是不变的，因此磁通摆幅是恒定的。因此，无论VIN或负载电流如何变化，磁滞损耗都是恒定的。

另一方面，铁芯涡流损耗实际上是铁芯材料中的I2R损耗。如果VIN增加一倍，则峰值I2R损耗将增加三倍，但由于D减半，平均I2R损耗将增加一倍。因此，铁芯涡流损耗与VIN成正比。最差的情况是高于VIN。

绕组损耗：在降压型稳压器中，次级峰值电流等于负载电流，初级峰值电流等于负载电流除以匝数比（公式4）：

ISpk=IL；IPpk=IL/n （4）

峰值电流与VIN无关。但是在恒定峰值电流（恒定负载）下，电流的平方根（和I2R损耗）与占空比D成正比，而与VIN成反比（在恒定峰值电流下，高次谐波主要取决于开关转换，并且与D变化不大）。在降压型稳压器中，VIN较低时，绕组损耗始终最大。

铁氧体磁芯：在SMPS应用中使用的大多数铁氧体材料中，磁滞损耗主要在200-300 kHz内。在较高的频率下，涡流损耗会占主导地位，因为它们随频率平方变化而变化（对于相同的磁通摆幅和波形）。

因此，在高达200-300 kHz的频率下，由于绕组损耗高，最坏的情况是VIN低且满载的情况。一旦铁芯涡流损耗变得很明显，它们就会随频率而迅速增加，尤其是在高VIN时（由于制造商的损耗曲线呈正弦波形，因此在高VIN、小D的情况下，涡流损耗的增加并未显示出来）。绕组损耗也随频率而增加，特别是在VIN低的情况下。为了保持合理的RAC/RDC，必须使用带有更多股细线的利兹线焊丝，提高RDC，因为增加的绝缘性和空隙会减少铜面积。因此，在铁芯涡流损耗占主导地位的频率下，铁芯损耗的最坏情况是在高VIN、满载情况下。绕组损耗最坏的情况总是在VIN低、满载的情况。

叠层金属合金和粉末金属芯：芯涡流损耗占主导地位，因此最坏的情况是在高VIN、满载情况下。在低VIN、满载情况下，绕组损耗是最坏的情况。

  1. 平衡铁芯和绕组损耗

在SMPS工作频率下，当铁芯通常受损耗限制而不是受饱和限制时，当铁芯损耗大约等于或略小于绕组损耗时，总损耗将在最小范围内。同样，通过使所有绕组中的均方根电流密度大致相等，绕组的损耗最小且分布均匀。

采用桥式或半桥式初级，绕组利用率高，并且集中。如果抽头的二次线利用率不高，则在初级导体横截面积为可用面积的40％、二次导体的横截面积为可用面积的60％时，均方根电流密度将大致相等。在大多数其他情况下，初级和次级导体面积应为50％和 50％，包括：正向转换器、C.T、辅助桥和半桥主桥/次桥。

上述分配可能无法实现，因为每个绕组中的匝数必须为整数。在低压次级线圈中，可能需要1.5 匝数以在铁芯和绕组损耗之间达到最佳平衡。一转角时，磁通摆动和铁芯损耗可能太大了；反之，如果有两个匝数，则绕组损耗会变得太大。在任何一种极端情况下，都可能无法满足温度升高或绝对损耗极限的要求，可能需要更大的磁芯才能解决此问题。

窗口使用率主题在第3节中进行了广泛讨论。提醒一下：安全隔离要求对蠕变寿命和绝缘厚度有着最小尺寸限制，这可能会浪费很大比例的窗口面积，尤其是在小型变压器中。线轴还减少了绕组的可用面积。

三层绝缘电线不仅满足绝缘厚度要求，并消除了蠕变年龄要求。值得考虑的是，特别是对于蠕变寿命距离占据较大的小型变压器，在可用于绕组的减小的窗口区域中，大部分实际绕组区域被圆线之间的空隙和绝缘线所占据。

在由许多根单根圆形绝缘电线组成的绕组中，该绕组可用面积中只有70-75％可能是导体金属铜。使用利兹线，可进一步减少铜面积。对于每一个水平的扭曲，附加的0.75系数（近似值）都适用。例如，使用利兹线线7股，共7股（共49股）。铜面积将为该绕组可用面积的75％*75％*75％ = 42％。另一方面，由铜箔或带子的层（匝）组成的绕组，没有空隙，只有匝间之间的绝缘。绕组面积可高达80-90％的铜面积。

  1. 拓扑结构

拓扑的选择对变压器设计的影响很大，本主题不过多地讨论。

拓扑的用法有很多相似之处。反激电路的功率范围通常在为0至150瓦，正向转换器范围为50至500瓦，半桥为100到1000瓦，全桥通常超过500瓦。具有全桥二次绕组的全桥和半桥拓扑具有最佳的变压器效率，因为铁心和绕组已充分利用。带中心抽调次级，降低了绕组利用率和效率。使用中心抽头的初级和次级，绕组利用率和效率会进一步降低。

我们所用的拉式拓扑还具有以下优势：对于给定的开关频率，给定相同的输出纹波滤波和闭环能力，变压器铁芯和绕组的工作频率降低了一半，从而减少了铁芯和交流绕组的损耗。正激式转换器变压器的利用率和效率最差，因为在较长的磁芯复位间隔内既不使用磁芯，也不使用绕组。

  1. 频率

在开关电源应用中，“频率”一词有多种含义，容易引起混淆。

在本文中，“开关频率” fs定义为产生开关驱动脉冲的频率。它是输出滤波器的频率、输出纹波和输入纹波电流的频率，也是控制回路设计中的重要概念。在单端电源电路（例如正向转换器）中，电源开关，MACNL变压器和输出整流器均以开关频率工作，不会造成混淆。变压器频率和开关频率相同。

“时钟频率”是在控制IC中产生的时钟脉冲的频率。通常，开关频率与时钟频率相同，但并非总是如此。有时，控制IC可以分频时钟频率来获得较低的开关频率。在单端正激转换器应用中使用推挽控制IC并不罕见，在该应用中，仅使用两个开关驱动器之一来保证最大50％的功率。在这种情况下，开关频率是时钟频率的一半。

推挽式电路的频率常常会引起混淆。可以将推挽式电

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