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3kW功率因数校正升压整流器的设计，分析，制造和测试
印度印度工程科学和技术学院电子工程系，Shibpur，Howrah-711103，印度
印度印度工程科学和技术学院电子工程系，Shibpur，Howrah-711103，印度
摘要：功率因数校正升压（PFC-boost）转换器在单位功率因数（UPF）附近工作，并连接在许多线路连接的PE转换器的前端。本白皮书详细介绍了1-phi;，230 V 50 Hz交流输入，385 V直流输出，3 kW PFC-升压整流器的制造，参数确定和负载测试。这些器件在开关电源，不间断电源，变速驱动器，焊接电源等方面具有潜在的应用。PFC-升压转换器使输入的电源电流与输入的电源电压同相位。本文还讨论了电路元件的选择和转换器的详细建模。这里使用平均电流模式控制策略来控制输入电流。该转换器也在实验室实际制做出来，并通过焊接的PE转换器负载进行测试，其结果也包括在内。源电感响应开关电流纹波的影响也得到了强调。滤波电容与输入电源并联连接，以防止开关电流纹波谐波注入电网。该电路在SEQUEL中进行了模拟（离线），并将其仿真模拟结果与实验获得的结果进行比较，发现它们之间达成了很好的相互一致。
关键词：PFC-升压整流器，有源功率因数校正，统一功率因数整流器，在升压整流器中前馈，平均电流控制
I.介绍
传统的整流器使用二极管和晶闸管来获得不受控/控制的直流电。由此带来输入电流畸变和较低的功率因数。大的滤波元件导致大的转换器尺寸的要求是另一个缺点。通过使用无源或有源功率因数校正（PFC）技术[1]可以降低谐波分量并提高功率因数（PF）。无源功率因数校正技术是使用调谐LC滤波器。但是，如果负载PF变化，则此技术无效。此外，装置的尺寸和重量也随之增加[2]。
有源功率因数校正器(PFC)是一种转换器，其控制方式使得连接到转换器的负载被视为与源端子等效的纯电阻([1]，[2])。使用这些转换器的目的是使输入的正弦电流()与输入电压同相()，如图1(a)中所示。这因此改善了电能质量(并因此降低了总谐波失真(THD))，并提供良好稳压的直流输出。这些转换器用于许多线路连接的PE转换器的前端级。文献中提供了几种可用于功率因数校正的转换器配置，如boost，buck-boost，SEPIC等[2]。相比其他配置，Boost转换器是有源功率因数校正的理想选择，因为其控制方面的简单性和较低的开关应力[2]。而且，boost转换器在输入侧具有滤波电感，与buck-boost配置输入电流不连续相反，其提供平滑且连续的输入电流波形。连续输入电流更容易过滤并导致较小的传导电磁干扰。这些是这种配置的主要优点，因为转换器输入端的任何额外滤波都会增加成本并降低线路容性负载的功率因数。在图2中，显示了一个PFC-boost转换器电路原理图。输入电流被控制，使其跟随输入电压模式。此电路必须满足两个条件：第一，；其次，转换器必须以连续导通模式(CCM)工作[5]。
图1 (a)PFC-boost的 (b)PFC-boost的
文献[2]中提供了几种控制方案，如平均电流控制，滞环控制，非线性载波控制，临界导通模式控制等。平均电流控制由于其优于其他竞争方案的一些优点而被广泛应用，即(1)在宽范围的输入电压和负载功率下产生几乎正弦的高质量电流波形，(2)可以在连续和不连续导通模式下实现，(3)可以在很大程度上避免交叉失真（在一些其他控制方案中发现）的问题。
图2 PFC-升压电路原理图
输入端电感起着重要的作用。如果存在源电感，则尖峰和凹陷电压会出现在输出端。结果导致参考电流被破坏。当实际电流与此相比时，显然导致控制失败。作者提出了一项实验性工作，证明这些不需要的电压尖峰从空载到满载的设置可以缓解，而没有任何控制失败。为实现此目的可适当选择电容器。有关细节在第五节中讨论。电容滤除电压尖峰，防止将开关电流纹波注入电网而导致谐波污染和电能质量不佳。
II.PFC升压转换器：组件的设计和选择
在目前的工作中，PFC-boost转换器的设计已经完成，并牢记它将处于焊接转换器（PMRTC配置）的前端，该焊接转换器已经在早期制造和测试过，功率额定值为2.5 kW [3]。设计过程从转换器性能的规格开始。必须指定最小和最大线路电压，最大输出功率和输入线路频率范围[6]。电感器按照标准程序设计和制造[5]。电容器的选择则是根据本文稍后讨论的转换器的纹波电流额定值和所需的保持时间。选择功率器件的安全系数为1.5。设计数据被列入表I。
- 选择开关频率（）
开关频率是决定转换器整体尺寸和性能的关键因素。它必须足够高，以使电感尺寸和尖端畸变减小[6]。另一方面，开关损耗随频率增加。转换器的效率因此随着频率的增加而降低。此外，过高也会导致功率器件由于过热而损害，转换器的功率水平也变高。
表I PFC升压电源电路组件详细信息
- 选择输入电感
根据所需的开关频率纹波电流选择电感。电感值选择以输入正弦波的峰值电流开始。峰值电流出现在最小线电压的峰值，即210V。现在，。因此，。因此，峰值线电流。电感值可以被估算为。实际使用中选择1.5mH(25A)电感。
- 输出电容的选择
电容值选择是根据纹波电流和所需的保持时间来选择[2]。保持时间是当输入电源的1或2个周期发生故障时电容器给负载供电的时间。在输入电源故障开始时，让电容器的能量值为，在保持时间结束时电容器的能量值是。因此。因此，。而，所以，由于，则所需输出电容值。电容器的纹波电流额定值为。
- 功率器件的选择
- 功率MOSFET的选择
开关装置 （图2中）是一个MOSFET（因为开关频率是25 kHz）。可以根据其峰值电压和均方根电流额定值进行选择。对于升压斩波器，当MOSFET关断时，器件两端的电压为，即385V。开关电流有效值。此外，MOSFET必须采取二极管的反向恢复电流。所以选择SPW47N60CFD。
- 功率二极管的选择
同样，二极管 （图2中）可以根据其均方根电流额定值和最大电压应力来选择。当二极管导通时，其两端的电压为零，当二极管断开时，二极管两端出现的电压为，流经二极管的均方根电流，。所以选择RHRG30120作为功率二极管[2]。
III．控制方面
在控制PFC时，主要目标是使与同相位。全波整流电压，电感电流参考的形似与相似，如图1（b）所示。对形式和振幅的要求产生两个控制回路：(i)内部电流控制环路，主要控制使得和同相位。(ii)外部电压控制环路。其主要控制输出电压。这些环路如图3所示。电压控制器的输出用作输入电流参考。然后它与相乘得到电感电流参考[4] 。如果对于由PFC提供的给定负载而言不足，则输出电压将下降。通过测量并用它作为反馈信号，通过外部电压环路进行调整使得输出电压达到其参考值[4]。
图3整体控制回路框图
- 输入电流波形的控制
正如本节前面所讨论的那样，内部电流控制回路的目的是维持和同相位。因此电流控制回路的带宽必须足够高，以便可以应用扰动和线性化技术来分析导出/评估电流占空比传递函数。目前有几种众所周知的控制策略，如平均电流控制，迟滞控制，临界导通模式控制，NLC控制等。平均电流模式控制由于其优于其他控制策略的优势而得以广泛应用，其可以在输入电压和输出功率较宽的范围内产生高质量的[2]。
- 内部电流环路建模
当整流器工作在稳定状态时，瞬时输出电压可以写成：
(1)
如果外部电压回路设计的很好，那么,其值可以忽略。应用小信号分析可以获得TF，。为此，电感电压首先在一个开关周期()内平均 [2]。
(2)
将(1)式代入(2)中，
(3)
（3）的第三项是非线性的，幅度小得多，因而被忽略。因此，
(4)
式(4) 描述的电路如图4所示。
图4 对应于（4）的电路模型
现在，对式(4)的两侧应用拉普拉斯变换，。除了必须设置所有其他输入归零。因此，，或者。在目前的工作中，。因此，。其波德图如图5(a)所示。PWM模块的TF是一个静态增益值。在目前的工作中，。因此，未补偿的电流控制回路为。其增益为。如果使用反馈增益（H），那么则为。在目前的工作中，H= 0.05。因此。图5（b）显示了其相同的Bode图。交叉频率是2984弧度/秒或474.91Hz。
- 选择电流控制器
正如本节前面所讨论的那样，电流控制环路的带宽必须足够高(但通常低于一阶)。保持内部电流回路的高带宽的另一个优点是，在分析电压回路时，电流控制回路可以假定为值1的恒定增益（由于其明显的牢固性）。电流控制环路如图6（a）所示。当前的控制器已被选择为使得低频DC增益足够高并且稳态误差为零。另一个目的是改变交叉频率并在交叉频率下获得所需的相位裕量。要做到这一点，必须有一个极点，在零点和一个极点(此处）。如图6（b）所示使用模拟控制器作为。电路的TF（如图6（b）所示）可以表示为，此处和。在[4]和[7]中讨论了用于设计电流控制器的#39;k#39;因子方法。在目前的工作中，交叉频率的要求值()是24693弧度/秒，所需的相位裕度是 60∘。遵循k因子方法，获得的k值为3.732。所以，,。此时，在下的值为0.1208或着为-18.3 dB。因此，的值一定是或者18.3dB。所以，。已知。因此，可得的值为655.56 pFasymp;660pF。的值为。而由的表达式可以获得的值，其值为[4]。从而变成，。的波特图如图5（c）所示。此时补偿回路变成了。的波特图如图5（d）所示。从图5（d）的波德图可以看出，其相位裕度为60∘，和预期一致。
图5 （a），(b)，(c)和(d)的波特图
图6 （a）内部电流控制环路和（b）模拟电流控制器配置的框图。
- 输出电压的控制
相比内部电流控制环路，外部电压控制环路的带宽必须足够低，但不能太低以致于输出电压的二次谐波变化等于零[2]。否则输入电流会失真。可以看出，该信号到了的小信号传递函数为 1（其中，R是输出负载电阻或者是负载的戴维南等效电阻）（[3]，[4]）。其传递函数为。该传递函数表明在12.26弧度/秒或1.95赫兹处存在一个极点。传递函数的波德图如图7所示。
现在在设计电压控制器时，由于内部电流控制环路的带宽要高得多，因而内部电流控制环路增益已经被视为一致。在图8（a）中示出了电压控制回路的框图。用于控制输出电压的模拟控制器配置只是一个低通滤波器，如图8（b）所示。这引入了额外的相位滞后45∘在电压环路交叉频率（电压环路）。图8（b）所示的电路的TF 可以表示为，在此处， 。在电压控制器的情况下，电压控制回路的带宽选择为17.07Hz。如果带宽增加，那么输入电流的畸变也会增加[2]。
图7 的波特图
图8 （a）电压控制回路和（b）模拟电压控制器配置的框图。
IV.硬件实现和实验结果
PFC-升压转换器电路原理图如图2所示，制造的实验室设置照片如图9（a）所示。图9（b）显示了组合的控制和驱动电路模块。该电感也是在实验室使用EE 100铁氧体磁心和SWG22导体制造的。所制造的电感器如图9（c）所示。转换器连接在额定功率为2.5 kW（PFC-升压转换器额定功率的83.33％）的基于逆变器的焊接变流器的前端。实验结果包括在图10和图11中。
在图10（a）中显示了稳定状态下和的实验结果。从图中可以清楚地看出和处于准确同相状态，且功率因数非常接近统一。在图10（b）中显示了负载从5％突然增加到83.3％时和的瞬态响应。从图10（b）可以看出，输入电流在很短的时间内跟踪输入电压，这确保了电流控制回路的正常功能。在图11（a）中显示了负载从5％突然增加到83.3％和的瞬态波形。该输出电压下降了50 V。在图11（b）中可显示了负载从83.3％突然增加到5％和的瞬态波形。从图11（b）可以看出，对于负载的突然下降输出电压增加了50 V。
图9 PF
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