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高效率隔离升压型DC-DC转换器在高功率低电压燃料电池应用
摘要：一种新的设计方法，提出了低压大功率隔离式升压型直流-直流变换器的高效节能技术。对变压器涡流和大致的影响进行了分析，表明初级绕组和次级绕组需要广泛的交错以避免过高绕组损耗。变压器漏感分析揭示可以实现极低的漏电感，允许储存的能量消散。功率MOSFET完全额定重复性雪崩使得初级端电压钳位电路被淘汰，主开关额定电压的超大尺寸因此可以避免，显著减少开关 传导损耗。最后，碳化硅整流二极管允许快速关断，进一步降低损耗。详细的测试结果从一个1.5kW的全桥升压型dc-dc转换器验证理论分析，并且表现出非常高的转换效率。最小输入电压和最大功率的效率是96.8％。该转换器的最大效率为98％。
关键词：DC-DC变换器，燃料电池，高效率，开关模式的功率提供，变压器
- 背景介绍
高功率燃料电池或电池供电应用，如用于运输，叉车或分布带，往往面临着需要将低输入电压（30-60 V）提升到更高的连接电压（360-400V），再连接到公用电网上面。
出于安全性和电磁兼容性的原因，电源和公用电网之间的隔离通常是必需的。在最大输出功率条件下，高输出阻抗可降低燃料电池输出电压。因此系统峰值功率是在转换器输入最小电压条件下达到。因此，减少配合在最小输入电压和最大输出电压下的变换器效率输出功率，可以直接减少可用系统峰值功率。虽然转换器需要在宽输入电压范围内工作，通常高达1：2，但在最小输入电压和最大功率下，高转换效率尤为重要。
当用于燃料电池的应用时，隔离升压转换器具有一些固有优势。由于存储电感放置在输入端，输入纹波电流本来就很低，在输入侧只需要有限的额外解耦。输出整流二极管直接置于输出端电容器，确保最小的电压应力和有效钳位电压。在400 V输出应用中，600 V额定值的二极管将充分适用于升压型拓扑结构。
与此相反，降压拓扑结构需要1200V二极管或多个输出的堆叠。此外，在降压导出拓扑中，钳位电路将由交叉整流二极管构成。因此，升压拓扑结构中的二极管电压应力小于降压导出拓扑中对应的电压应力的一半。在高电压输出应用中，降压型拓扑因此具有固有的比升压型拓扑更大的整流损耗。
升压型拓扑的缺点是需要钳位寄生电感引起的初级开关上的电压尖峰，即变压器漏感和电路杂散电感。钳位通常由电压钳位电路[2] - [4]显著提高了初级开关的额定电压（最大为额定电压的3倍）[5]，从而大大增加了开关导通损耗。或者，使用有源钳位或复位电路[4] - [10]，需要更多的开关和产生大的三角开关电流[4] - [7]，增加均方根值。在[8] - [10]中，开关电流通过仔细的开关时序[8]，[9]或谐振[10]来减少传导损失。
大量用于燃料电池的隔离式升压转换器已经提出了应用，其中有[2] - [16]。参考文献[2]，[8]和[10] - [13]具有在电压和功率上与本文相当的转换器。参考文献[3] - [5]和[14]是双向隔离的用于电动车辆的全桥升压转换器。输入电压为12V（8-15V），输出电压为典型值250-420V。功率范围从1.5kW [4]，[5]至3kW [3]在升压模式下。一个5kW的两级直流-直流转换器解决方案在[15]中被提出，并且具有减小的电流馈送转换器输出纹波电流在[16]中给出。
尽管设计中采用了不同的设计（硬开关推挽升压[2]，双向，有源钳位，双电感升压[8]，主动钳位谐振推挽[10]，交错全桥升压[11]全桥升压[12]），似乎存在一个普遍的效率趋势。大多数转换器在中等到高输入电压范围内实现了高效率，典型情况下峰值功率约为半功率时的94％-96％。在最小输入电压和最大功率下，效率大大降低到大约90％或更低。最好的性能是由[10]中得到的，其中包括直流交流逆变器的效率为92.5％。
在文献[17]中，介绍了一种具有非常高转换效率的简单宽输入电压范围隔离式全桥升压转换器的设计。这篇扩展的论文对四种替代变压器绕组设计的变压器交流电阻进行了详细分析。分析表明，为了避免高功率低压变压器的严重邻近效应，需要大量的初级和次级绕组交错。
此外，本文对变压器漏感进行了详细的分析。分析表明，变压器漏感中的储能不依赖于变压器匝数比。其次，由于初级绕组匝数少，初级侧漏感非常小。此外，为保持交流电阻低，所需的初级绕组和次级绕组之间的大量交错产生了异常低的变压器漏感。
最后分析表明，极低的变压器原边漏感和低反射输出电压将作为初级开关电压钳位电路，有效地绕过了传统的钳位电路。
分析结果通过1.5kW原型dc-dc转换器的测试结果进行验证。变压器漏感和交流电阻测量证实了极低的漏感。提供了开关晶体管，变压器和二极管电压和电流波形的详细测量结果。最后，介绍了测量的原型效率。最小输入电压和最大功率下的最坏情况效率为96.8％。该转换器的最大效率为98％。
- 隔离式全桥升压转换器
所提出的全桥升压DC-DC转换器如图Fig.2所示。时序图和基本工作波形如图Fig.3所示。
图2
图3
A.基本转换操作
初级开关S1-S4分别成对开关，分别为S1-S2和S3-S4。驱动信号为180°相移。开关晶体管占空比D高于50％，以确保开关重叠，因此保证电感L1电流的连续电流路径。当开关S3和S4关闭的时候，能量传输开始进行。电感电流流经初级开关S1，变压器T1，整流二极管D1和输出电容器C1并通过主开关S2返回输入。电感电流放电。初级时期结束开关S3和S4再次打开。
在开关重叠期间，当所有开关S1-S4导通时，电感电流被充电。变压器次级绕组中的电流为零，并且二极管D1和D2断开。 变压器磁化电流通过开关S2-S4和/或S1-S3在变压器初级绕组中循环。电容器C1和C2提供负载电流。当主开关S1和S2关闭时，该期间结束。
当开关S1和S2关断时，第二个能量传输周期开始，S1和S2再次开启时结束。电感电流流经开关S3，T1，D2和C2，并通过S4返回输入。
最后，第二个电感充电间隔与第一个类似。
转换器在连续稳态下的传递函数为：
相应的电感占空比DL和周期时间TL被定义为:
- 转换器设计
表1中列出了转换器要求规格。
四个主开关S1-S4是75V3.3mOmega;国际整流器IRFB3077功率MOSFET，它们完全适用于重复性雪崩[18]。导通二极管D1-D2是600V Infineon IDT 10S60C SiC肖特基二极管。电感L1磁芯是Magnetics KoolMmu;77439。变压器铁芯是3F3材料的EE55 / 21铁氧体磁芯。开关频率是45kHz。
快速的电流开关速度提高了效率，因为从输出转移到初级端钳位电路的电荷量较少。电流开关时间受变压器漏感和初级侧寄生电感以及MOSFET公共源电感中的较小者的影响[19]。
变压器漏电感可以通过主绕组和次绕组的大量交错来减少。
需要仔细的初级侧布局以减少初级侧杂散电感。MOSFET共源电感是封装内部布线（焊线长度）以及源极外引线长度的函数[19]。
A.变压器交流电阻
选择1：4的变压器匝数比。在45 kHz开关频率下，具有四个初级绕组的EE55 / 2 1铁氧体E芯可在30 V输入时传输1.5 kW。因此需要十六秒的时长。
高功率燃料电池转换器中的高输入电流需要变压器初级绕组线的大横截面积。
箔绕组非常有效地提供具有最小导体厚度的大铜横截面积。然而，随着功率水平的增加，即使箔片卷绕厚度也快速接近或超过铜的穿透深度。因此，临近效应会导致线圈交流电阻的显着增加，从而导致功率损耗的显着增加[20,21]。
原则上可以使用李兹线。然而，在变压器初级侧需要非常大的铜交叉截面和少量的匝数使得利兹线的使用困难且不切实际。此外，由于利兹线中的单根绝缘线股数量众多，因此铜空间系数远远低于实心铜箔绕组，导致直流电阻增加。
在45kHz时，铜的穿透深度仅为0.34mm。在EE55 / 21磁芯上四圈的初级绕组允许四个初级绕组中的每一个最大厚度达到0.6mm 。16圈二次绕组可以通过0.15mm铜箔实现。
为了说明控制涡流和邻近效应损失的重要性，Dowell [20]和Hurley等用于分析四种替代绕组结构的绕组交流电阻，[ 如图4（a）-（d）所示][22]
与具有特定频率的直流电阻Rdc相比，交流电阻Rac增加，即具有正弦激励，即二极管电流效应。
（4）
对于单层绕组，，对于半层绕组，
在多层绕组（mgt; 1）中，增加了一个覆盖邻近效应的附加项; 因此阻力因子变成了:
（5）
其中
由于匝数和绕组厚度在初级和次级绕组（n ne; 1）上不同，因此必须计算初级和次级绕组的交流电阻因数。变压器的组合有效交流电阻可以作为主要因素和次要因素的加权和。如果初级和次级绕组占据相同的绕组空间，则加权因子变为0.5。
（6）
使用（4）到（6），计算图4（a）到（d）中四种替代绕组配置的变压器绕组交流阻抗系数，并列于表II中。请注意，图4（a）中绕组配置的初级绕组交流电阻比图4（d）中绕组配置的初级绕组交流电阻高13倍。
在高频大电流下保持交流电阻低因此变压器需要广泛的交错初级和次级绕组。
B.变压器漏感
再次，通过Dowell [20]和Snelling [21]的工作，可以推导出变压器低频泄漏电感的分析表达式。这个分析表达式对于充分理解变压器匝数比和绕组技术对变压器漏感的影响非常有用。
储存的能量在磁体积中为：
（7）
自由空间的通量密度
如图4（a）到（d）所示，变压器绕组可以根据它们的磁动势图分组成多个绕组部分和交点。绕组的交点构成了具有恒定高磁场强度H的小体积。部分是绕组空间的体积，其中磁场强度H从零线性增加到最大值。
为了找出每个体积元素中存储的能量，我们将体积元素高度的平方磁场强度Hsup2;积分。
（8）
了解磁场强度的形状，如图4中的每个绕组配置图所示，我们可以计算存储的能量。
在绕组的每一部分中，磁场强度H将增加或减小，具有数值量级。
（9）
而且，初级和次级绕组相交处的相应磁场强度为:
（10）
由于对称性，我们只需要计算一个部分和一个交点的值，然后分别乘以部分和交点的数量:
（11）
按照定义：
（12）
现在，我们可以找到泄漏电感的的解析表达式:
（13）
如果h∆＜＜Hp 那么变压器的漏电感大约为：
（14）
从（13）和（14）可以看出，这种广泛的交错初级和次级绕组，如在高功率要求低压变压器中，将导致非常小的储能在变压器漏感中。而且，可以清晰的看到，漏电感正比于匝数的平方N sup2;，高压大功率变压器具有内在的极端性漏电感小。
使用（13），四种替代方案的漏电感计算图4（a）到（d）中的绕组配置，见表二。 注意到漏电感图4（d）中的绕组配置比图4（a）中的绕组结构约小于35倍。
此外，分析不包括变压器端接引线的任何杂散电感影响。
总之，在大功率低压变压器中需要降低邻近效应需要大量的绕组交错，同时显著降低变压器漏感并因此减少变压器漏感中存储的能量。
C.初级开关电压钳位
在低输入电压和高功率水平下，初级开关中的损耗是一个显著的损耗因子。
由高电路电感引起的慢电流切换是高功率低电压应用中另一个重要的损耗因素。在开关转换期间，慢速电流开关速度在初级开关中产生延长的电压和电流重叠时间，因此导致开关损耗增加。
在60-200 V的电压范围内，MOSFET导通电阻通常与额定漏源击穿电压的平方成正比。因此，初级开关的额定电压对转换器传导损耗以及转换器效率具有非常显著的影响。
为了使钳位电路能够钳位由变压器漏感和电路杂散电感引起的电压尖峰，隔离式升压转换器中主开关的额定电压通常为最大输入电压的两到三倍[5]。
具有典型电压钳位电路的隔离式升压转换器如图5所示。在晶体管关断期
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