MICROPROCESSOR BASED PRIMARY CURRENT CONTROL FOR CAGE INDUCTION MOTOR DRIVE
Jie Zhang, M.Sc., Student I.E.E.E. T.n. Barton, D. Eng., F.I.E.E.E.
Department of Electrical Engineering
The University of Calgary
Calgary, Alberta, Canada, T2N IN4
ABSTRACT
A novel approach for primary current vector control of a CSI-IM drive with an improved estimation of is described. Accurate digital control of the current vector orientation is achieved. Advanced software control logic provides the drive with rapid speed reversal and regenerative braking. Robust performance is achieved by use of a variable structure current controller. Large signal operation and optimization are briefly discussed. Experimental results verify the design.
INTRODUCTION
While the induction motor is the most popular machine for industrial applications it is also the most complex from the viewpoint of drive control. The complexity arises from the fact that the machine#39;s readily controllable variables, voltages and currents are highly nonlinearly related to the controlled variable, the electromagnetic torque. Field orientation theory [1,2] provides the most attractive possibility of a linear control relationship between the motor primary currents and the electromagnetic torque. This is achieved by orientation of the primary current vector appropriately with respect to the position of the total rotor flux linkage. A current source type linear machine model, in which the magnetizing current and torque current are primary input variables and the electromagnetic torque produced is in proportion to the product of the torque current and motor flux, can be achieved [3]. The task of the system then becomes the control of the primary current vector, its orientation and magnitude.
A great deal of research has been directed to the implementation of field oriented control and impressive results have been obtained, [3-8, 10]. However, practical realization is difficult and very complex control schemes are often employed. This paper describes a microprocessor based control system for a cage induction motor drive fed from an auto sequential type current source inverter (CSI) which combines the merits of fast response and accuracy with relative simplicity. The estimate of rotor flux position is obtained by feedback of the actual primary currents. A simple control scheme is developed with highly accurate digital control of primary Current orientation. A simple variable structure controller for the magnitude of the primary current provides low sensitivity to variation of the motor parameters. System large signal operation and optimization is briefly discussed. The effect of ceiling voltage of the power apparatus is also reviewed. Experimental results demonstrate excellent drive performance.
DRIVE CONTROL SCHEME AND POWER APPARATUS RATING
Control scheme
According to two axis machine theory, all the ac phase variables of an induction motor can be translated into dc variables of the two phase equivalent in the synchronous reference frame.The electromagnetic torque is proportional to the sum of the products of the rotor current on one axis with the flux linkage on the other axis by the expression:
Field orientation theory reveals that the synchronous reference frame can best be set up by having its axis, which indicates the flux orientation, coincide with the space vector of the total rotor flux linkage, . As a result, and.The primary current can be decomposed into two parts, the magnetizing current , and the torque current, The transient current relations for field orientation are given in Fig. 1 (a).
(a) dynamic conditions
(b) steady state
Fig. I. Current variables in the reference frame.
Several straightforward variable relations result:
Where L1 = L2 = M if the numbers of effective turns on the stator and rotor windings are normalized.
The manipulated variables of a cage induction motor, slip angular frequency and torque, are related to the primary currents by the expressions:
Where 。If the system is operated at the optimum flux level by maintaining constant, the instantaneous torque is obtained by controlling . In the steady state and the current relations are as depicted in Fig. 1(b). Obviously accurate position control of the primary current vector is required such that is varied until the rotor current vector is along the negative axis. At the same time, the magnitude of the primary current is adjusted so that the primary torque current is equal to its command value. The instantaneous position of the total rotor flux linkage, , has to be achieved in real time based on estimation of the slip angular frequency angle and feedback of rotor position angle. The method for estimating the slip angular frequency and the polar form field orientation scheme, incorporating a direct variable transformation to obtain and [9], are shown in Fig.
Fig.2. Polar form primary current phasor orientation scheme.
In order to achieve more accurate information, the estimation of oosl is based on the actual primary currents, and instead of their command values [9] because the presence of the dc link inductor makes the stator current slow to respond to a change in the current reference. During the transient, , which is computed from the cu
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基于微处理机的笼式感应电动机初级电流控制驱动器
摘 要
本文描述一个新颖的初级电流矢量控制方法的电流型变频调速系统，并且改进了的估计方法，实现了准确的数字控制电流空间矢量方向控制。先进的软件控制逻辑使驱动器能够实现快速反转和反馈制动。通过使用一个可变电流控制器的结构实现了鲁棒性能。本文还简要地讨论大信号操作和最优化。本文还通过实验结果验证了本设计方案。
简 介
虽然感应电动机是工业应用中最普遍的的机器，从驱动器控制的观点来看它也最复杂的。复杂性来自于：电机的容易可控变量（电压和电流）与被控制变量（电磁转矩）是高度非线性相关。磁场定向控制理论提供最有吸引力可能性，它使电机初级电流和电磁转矩之间有线性控制的关系。这是由于初级电流矢量的方向来与总转子磁链位置有关。这可以构造出电流源型线性模型，实现励磁电流和转矩电流是主要的输入变量，并且产生的电磁转矩是转矩电流和电机磁通之积。这样系统的任务就变成了对初级电流矢量的大小和方向控制。
已经有大量实现磁场定向控制理论的研究，并且取得了令人印象深刻的成果,然而,实际运用中实现困难，而且通常要使用非常复杂的控制方案。本文描述了一个基于微处理器的笼型感应电动机驱动器控制系统，它取自于自动顺序型电流源逆变器，将快速响应、准确性与相对简单的优点结合在一起。转子磁通位置的估算是通过实际初级电流的反馈实现的。这个简单的控制方案是通过高度精确的数字初级电流方向的控制发展起来的，为初级电流的大小设计的简单可变结构控制器，使它对电机参数变化低灵敏，简要讨论了系统大信号操作和优化。还回顾了电力设备最高电压的影响。实验结果证明驱动器优秀的性能。
驱动控制方案和电源设备等级
根据交流电机的双轴理论，所有的感应电动机的交流相位变量可以等价转化为两相的同步参考系直流变量。电磁转矩与一个轴转子电流和另一个轴的磁链之积总和成正比。
表达式如下
磁场定向控制理论表明,同步参考系可以在它的轴上更好地建立，这表明通量方向与总转子磁链空间矢量相一致。初级电流可以分解成两个部分：为励磁电流、为转矩电流, 磁场定向瞬间电流关系取向，如图
几个简单的变量关系的结果:
L1 = L2 = M如果有效的数量取决于定子和转子绕组是标准化的
笼型感应电动机的控制变量,转差角频率和转矩与初级电流有关的表达式如下
当
如果通过保持不变，系统在最优通量水平上运行。那么可以通过控制来获得瞬时扭矩。在稳定状态下，则当前的关系就像图1中所描绘的那样。
显然，必需要有初级电流矢量的精确位置控制,只有这样 是改变的,直到转子电流矢量沿着负beta;轴方向。同时，初级电流的大小被调整，使初级转矩电流大小等于它的命令值。在转差频率角估计和转子位置角的反馈基础上实现即时获得总转子磁链的瞬时位置。估算转差频率角和极坐标形式的场定位方案与获得 和 的直接变量转换合并方法，如下图所示。
为了获得更准确的信息,的估计值是基于实际的初级电流、而不是他们的命令值，因为在过渡过程期间,直流连接电感器的存在使定子电流对电流参考值的变化反应慢，从当前命令值计算的瞬态偏离实际值，这需要正确的磁场方向。尤其是在过渡过程的开始时候这种偏差很大。出现过量或不足的转差频率，并对驱动器的转矩响应产生不利影响。
电力供应限制
到目前为止，一直假定和之间总是如方程5和6所示的线性关系。在任何频率和负载的情况下，这需要直流电源供电，由逆变器提供恒定额定磁化电流下必要的运行电压。因此，由于定子漏阻抗电压降落的增加，在高频率和重负荷的情况下，需要很高的电源电压。
通常，有必要保持和之间的线性关系，因为只在有限负载区域和基本频率以下,恒转矩特性是必需的。在这个区域之外，恒功率特性对于大多数驱动器是足够的，这样就可以减少励磁电流。例如,按照我们附录中给出的参数的实验机器,以与一个156.5伏特的交流相电压，能保持额定励磁电流为额定转矩（122.1 Nm,60赫兹）的三倍。直流电源和逆变器可以用于这个电压设计，使电力设备的额定值和晶体闸的额定电压为经济、合理的千伏级别电压值。
工程中60赫兹在基本频率以上，它的磁场被削弱，所以，磁化电感的电压与励磁频率成反比。不同的频率的开环转矩—转速特征,以及CSI输出上限电压160伏特的均方根每相,如图所示。
磁场减弱也用于轻载这个负载条件下来提高系统稳定性。
完整的驱动器控制方案图4所示,
在是获得。
单片机控制系统
在微处理器的控制系统之中，软件的灵活方便促进开发和驱动器系统控制技术更新,使现代控制理论的引入以获得高性能成为可能。
近来，基于英特尔的实时嵌入式系统主导了现代技术。其低功耗，简单，优雅，更快的上市时间和完全静态设计特别适用于低成本和功耗敏感的应用，使其成为实施的合适平台。
使用一个16位单板微处理器,英特尔iSBC 86114和8086–2，包含运用工作在5 MHz的多模数值数据协同处理器英特尔8087来提高数学数值数据处理能力。微处理器系统的配置在图5所示
单一板微处理器包含32 kb的动态随机存取存储器。系统程序的十六进制代码版本放在板上2732A EPROM的16 kb内。获得的反馈信号，如电动机转速和直流环节电流，由一个模拟输入多模板iSBX 311输入, 通过隔离放大器执行。一些特殊的实时控制功能是由可编程定时器8253–5和中断控制器8259 a提供。被控制的变量的输出,包括直流环节当前命令、适应性的整流器导通角、初级电流的取向命令和必要的握手信号是由一个包含24并行I/O口的可编程外围接口(PPI)完成的。
初级电流矢量的定向控制
主要电流矢量的定向控制是本设计最重要的特点,因为一个不准确的位置将导致错误的磁场定向，导致系统的动态性能不好。初级电流的方向包含励磁频率和相位角的控制。
频率的数字控制和四象限操作
自动顺序电流源逆变器是一个鲁棒性好的设备。在一个时间间隔内晶体闸流管的选通状态由一个数字字代表，一组0和1。这使微处理器和CSI之间的直接数字接口的开发成为可能。一个工作周期CSI的的顺序导通状态可以通过分析其工作状态获得，总结在表1中所示, T1,T3和T 5是逆变器的上半部晶闸管， T 4、T6和T2是逆变器的下半部晶闸管。b0-b5这6个二进制位，每个位代表六个晶闸管TH1 - TH6在每个60导通时间间隔的选通状态。
表一 CSI的数字控制模式
|
CSI状态 |
正相序opr = 0 |
负相序opr = I |
||
|
开通晶闸管 |
选通模式 |
选通模式 |
选通模式 |
|
|
1 |
T1 , T6 |
21H |
T1 , T6 |
21H |
|
2 |
T1 , T2 |
30H |
T5 , T6 |
03H |
|
3 |
T2 , T3 |
18H |
T4 , T5 |
06H |
|
4 |
T3 , T4 |
0CH |
T3 , T4 |
0CH |
|
5 |
T4 , T5 |
06H |
T2 , T3 |
18H |
|
6 |
T5 , T6 |
03H |
T1 , T2 |
30H |
定子电流的基本频率是CSI选通频率的六分之一。通过调整连续的选通模式的两个输出间的时间间隔，可以得到一个准确的、可变的励磁频率。时间间隔可以通过改变中断间隔来调整，而中断间隔可以由一个可编程计数器8253—5实时控制。该计数器提供一个触发信号给中断控制器—英特尔8259。中断控制器中断CPU，然后控制信号传递给中断服务程序。适当的选通控制模式是通过PPI输入给CSI的栅极驱动电路阵列,即将丢弃的二进制选通控制模式由中断服务程序更新。
在高性能驱动器中，四象限运行的能力是必要的。这可以通过改变定子电流的相位顺序和直流输入电压的极性来实现。基于前面描述的直接数字门控技术，用来改变电流相位序列的先进的、可靠的微处理器软件逻辑已经开发出来。对于电机向前旋转需要正电流序列的，操作标志opr设置为0，表1列3中所示的门控模式运用于逆变器。对于需要负相序的反向旋转，将操作标志设置为I，并将表1列5中所示的门控模式应用于逆变器。在这个软件逻辑控制下，该系统可以快速地改变它的运行方式从向前到向后旋转，反之亦然。与快速转差频率控制结合，这允许电机快速逆转和再生制动。
初级电流的相角控制
作为磁场定向理论的关键技术,初级电流相角控制的准确性大体上决定了系统的动态性能。如果没有一个适当的相位角控制，磁场定向控制就会退化为传统的动态特性较差的转差频率控制。
实现相角控制是麻烦，在文献(3、7)中描述了复杂的方法。上面提到的直接数字控制技术为解决这个问题提供了一种创新的方法。如图6所示，的值可以通过超前或滞后CSI换流被立即减少或增加。反过来，超前或滞后的换流，是通过瞬间减少或增加微处理器中断间隔来实现的。初级电流的高度精确和快速数字相角控制是通过首先转换的增量为相应的时间增量，该增量必须消去给定的频率相角变化，然后将六次这时间增量添加到中断间隔来移动相角。在我们的系统中，theta;的增量限制在plusmn;pi;/ 3。
初级电流大小的变结构控制
利用极坐标形式的操纵控制策略，初级电流的大小控制方便地通过操作直流环节电流。
首先，根据经典线性控制理论，设计了一个PI调节器，并给出了图7所示的步骤响应。然而，它的动态性能受到了驱动器参数变化的影响，例如，由于频率变化，感应电机输入阻抗的大变化，转差频率变化。
系统的健壮性可以通过采用变化结构控制方法获得。考虑到负载相当于一阶设备，设计了一种简单的变结构控制器，实际的大信号控制算法是由下面式子给出：
这里是自动适配的整流器的导通角，由微处理器决定的根据的大小来减少过度的电流响应。，。是一个因素,值为11， 它将电流的需求值与实际直流电流联系起来
的精确值可以通过仿真或实验来确定。
在当前步骤响应第一次超调的出现时，与的水平相一致。控制器与晶闸管的换向点进入小信号操作。考虑电流波形的离散纹波特性，这是通过在桥序列将传入的晶闸管在x变得积极的瞬间发射获得的。
图8所示，直流环节电流的响应为20个步进指令。进一步的实验结果表明，该方法动态性能对电机输入阻抗变化的灵敏度较低。
软件
下图是该程序的总体的流程图。串
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