新型混合分析/数字传导EMI反激式转换器的型号
魏长程，黄志，申旭，孙伟峰IEEE高级会员
摘要：抽象是一种混合分析/数值方法，本文提出了采用数值方法和分析方法的磁干扰（EMI）建模方法。在此模型中，噪声源直接使用示波器的原始数据进行计算。从原始转换器拓扑中提取不同工作状态下的噪声路径，然后导出其解析表达式。另外，根据EMI接收机检测模式，本文提出了EMI接收机的算法。然后可以计算EMI的峰值（PK），平均值（AV）和准峰值（QP）值进行分析每个相关组件的影响。提供的分析方法可准确快速地进行PK，AV和QP模拟。共模漏电流的仿真和实验结果验证了这种EMI模型。此外，还给出了两个分析示例来说明如何将这个模型应用于工程。
关键词：AC-DC电源转换，电磁导电干扰，建模
- 介绍
拥有高效率和宽范围的电压转换，反激转换器被广泛用于低功耗的消费电子产品。然而，高频率反激式转换器中MOSFET的开关动作会导致严重的电磁干扰（EMI）问题。 EMI噪声有可能干扰系统的运行[1]。自20世纪90年代以来，功率转换器在被发布到消费市场之前不得不遵守严格的电磁兼容性（EMC）法规和标准。因此，有必要找出反激式转换器的EMI特性。通过精确建模和预测EMI噪声传播来了解和表征复杂的EMI现象是有效解决EMI问题的必要前提。为了预测传导EMI噪声，必须建立传导EMI模型。
对传播路径进行建模非常重要，有挑战性。许多论文已经讨论并提出了建模
噪声路径的方法。在[2] - [6]中，集总电路模型在电路仿真软件中构建整个系统模型如Pspice或Sabre已被使用。元件的寄生参数由阻抗测试结果计算得出。
集总电路模型允许工程师分析每个组件的影响。但是，这样的模型往往是实际使用过于复杂，模拟电路的复杂性通常会造成电路仿真软件的一些不一致问题。在[7] - [9]中，终端建模被归类为行为建模技术，用于功率变换器和三相交流系统。需要估计噪声源和路径的端口网络模型，这是通过测量获得的[8]。如果阻抗测试设备的精确度很高，行为模型很容易建立并且理论上精确。然而，在这种类型的模型中不能观察到每个参数对EMI的影响，因为它仅限于显示最终结果而不是揭示EMI机制。
峰值（PK），平均值（AV）和准峰值（QP）是三种单独的EMI测试模式。由于组件对这三种不同测试模式的影响是非常不同的，因此有必要将EMI接收机纳入仿真模型。针对PK，AV和QP模型的算法仅在少数文献中给出[10] - [15] 。然而，计算QP值的方法是计算机资源消耗，一些算法只适用于某种类型的转换器。本文提出了一种新的EMI噪声方法。本文的模型中，元件的阻抗和噪声源直接使用原始测试数据来提高精度并简化建模过程。基于对传播路径建模，然后导出传导EMI噪声的解析表达式。根据PK，AV和QP检测器的机制，还提出了一种简化的EMI接收器模型。总之，提出了用于传导EMI模拟的混合分析/数值（HAN）算法。以此方法为例，采用该方法对反激式转换器进行建模。新开发的模型达到了较高的精度，与本文的分析和模型兼容。通过采用分析和数值算法，该模型比集总电路模型的精度更高，复杂度更低。此外，这种方法允许工程师分析每个组件对传导EMI的影响或诊断其印刷电路板（PCB）设计。
- 导电EMI测试原理
在本节中，简单介绍一下这个原理，传导EMI测量是为了算法化而给出的
EMI测试系统。 图1显示了一个通用的简化模型的EMI噪声传播以及测试设备。
在最终测量之前，噪声信号通过三个设备，即被测设备（EUT），线路阻抗稳定网络（LISN）和EMI接收器。EMI噪声从功率转换器产生，然后传播到LISN。LISN是隔离来自电网的噪声的滤波器；因此，EMI接收器只接收来自EUT的噪声。 一个EMI接收机由一个混频器，一个中频（IF）滤波器，一个包络检波器和三个不同的检波器组成。当噪声到达EMI接收机时，它将被移到IF滤波器的中心频率。 与包络检波器一起，IF滤波器以特定频率输出噪声包络。 最后，将噪声发送给PK，QP和AV检测器以分别进行评估。 显然，噪声路径和EMI接收机的算法化是实现精确且可分析的传导EMI模型的前提。
- 一种反激变换器的导电EMI模型
在本节中，应用于传统反激式转换器的传导EMI模型的原理如下介绍。 噪声源，传播路径和EMI接收器分别建模，然后组合为反激式转换器的完整EMI模型。 该反激式转换器的电路图和元件值如图2所示。
A.噪音源
突然的电流或电压变化会产生高频率谐波[16]。那些高频泛音从不等由EMI接收器测量150 kHz至30 MHz传导EMI。在反激式转换器中，快速切换动作功率MOSFET是EMI的主要噪声源[16]。漏极引脚（连接到MOSFET的漏极）和GND引脚（连接到MOSFET的源极）之间的电压波形如图3所示。可以在Vds引脚中识别三个不同的高频分量电压。开关频率是由于MOSFET开关频率较大而引起的最突出的频率[17]，这种频率分量通常在交流直流电源转换器的10 kHz至300 kHz之间。另外两个由每个周期的共振产生，如图3所示[18]。由漏感（变压器）和寄生电容（变压器和变压器）引起的第一次谐振的频率通常在1到10 MHz之间。
由磁化电感（变压器）和寄生电容（变压器和MOSFET）引起的第二次谐振的频率通常在200 kHz和1 MHz之间。 此外，次级绕组上的电压波形也包含高频分量。 而它的幅度只是幅度的七分之一。在这种情况下，这些频率可以被忽略。 噪声源通常在前面的模型中被建模为简单的脉冲波形[2]—[9]。因此，只有开关频率被考虑到建模中。在本文提出的模型中，噪声源由示波器测量，原始测量数据直接计入计算中。因此，其他两个共振频率的影响也反映在最终的模拟结果中。
B.共模（CM）噪声路径建模
传导EMI可以分为差模（DM）EMI和CM EMI。这两种类型的EMI噪声的产生机制和噪声传播路径是不同的[16] .DM电流流出火线并通过中性线返回。 CM电流将带电线和中性线作为一个输出导线并通过接地线返回[19]。传导EMI的等效电路由相关元件，寄生参数和LISN组成，用于分析EMI噪声传播路径。
首先对相关组件进行建模，包括无源组件和有源组件。由于寄生效应，无源元件在高频下表现出不同的行为。阻抗的频率响应特性可以通过阻抗分析仪来测量。原始数据直接应用于本文提出的模型中，而无需构建高频模型。因此，无源元件可以很容易和精确地建模。需要特别注意的是，CM扼流圈的CM和DM阻抗都是必需的。这些可以用串联和并联的CM扼流圈的两个绕组来测量[20]。本文所用有源元件的模型见表I.Cd1-Cd4，其值由二极管的类型决定，即整流二极管的结电容。根据数据表，数值为30 pF。Cds是漏极和源极之间的等效电容MOSFET Cds随着Vds的变化而变化。在正常操作下，此反激式转换器中的Vds为0 V（当MOSFET导通）或高于200 V（当导通时MOSFET关闭）。当Vds时，CD保持大约100 pF高于200 V.当MOSFET关断时，可以简单地将CdS视为100 pF电容。当Vds是0 V时（MOSFET导通），Cds短路并且不需要该值要考虑。通过寄生参数，PCB也与EMI非常相关。如图4（a）所示，可以在PCB中识别出三种寄生参数：寄生电感LT;迹线与地之间的耦合电容（CT-GND）;以及迹线之间的耦合电容（CT-T）。 LT首先被忽略，因为它连接到电路串联，并且通常非常小.CT-GND是主要的CM噪声路径.CT-T可能导致迹线之间的串扰。这两个参数主要由迹线的面积决定。但是，传导EMI的频率范围仅高达30 MHz。
只有当迹线的高频信号的幅度足够高时（“热节点”），这些参数才是不可忽略的。在这种情况下，噪声源上的迹线被认为是噪声源是唯一的“热节点”。 另外，散热器也是另一个关键部分，因为它通常设计为大面积以实现足够的散热，并且非常接近噪声源。 在我们的论文中，这两部分的寄生参数相当于一个电容
Cgnd。 可视化的噪声路径如图4（b）.CT-HS所示表示噪声源和散热器走线之间的电容.CT是噪声源走线和地之间的电容.CHS是散热器和地之间的电容。 因此，Cgnd可以计算为：
所有这些电容都由Q3D建模和模拟，仿真结果如表2所示。然后分别推导出图5（a）和（c）所示的CM和DM传播路径的等效电路;因为CM EMI和DM EMI的产生机制和噪声传播是不同的[16]。如前所述，漏极引脚是噪声源，相当于噪声传播模型中的电压源。 CM噪声路径标记为实线，DM噪声标记为虚线。因此，CM和DM EMI噪声的噪声路径模型可以分别提取，如图5（b）和（d）所示.EMI噪声路径在系统的不同工作条件下是不同的。考虑到MOSFET和整流二极管的关断状态，CM EMI和DM EMI分别有四种状态。 CM电磁干扰模型的提取在此处作为示例进行说明。1）mosfet和一对二极管都接通时的CM噪声：整流二极管导通
只有当输入电容C in正在充电时。在这种状态下的CM EMI噪声路径如图5（a）所示。由于在这种情况下，电路的支路数目较大且节点数目较少，因此应用节点分析进行分析。在每个节点处应用基尔霍夫定律和欧姆定律，节点电路方程表示如下：
为了便于算法化，（2）就是这样如下转换为矩阵形式
Zin是Cin的阻抗.Zrcd是RCD的阻抗（5）后面的Zbt是ZTrans（变压器原边的阻抗）和ZBEAD（磁珠的阻抗）.Zlc是CM扼流圈的CM模型的阻抗.Zx是Cx的阻抗，Z是两个分支（ZL和ZN）如图（6）所示.Zgnd是Cgnd的阻抗。值得注意的是，Vds（f）是任何测试频率下EMI噪声源的电压，可以通过对噪声源信号进行傅里叶变换。因此，LISN中的RN上的电压可以从中计算出来节点电压值：
（7）可以简化为：
2）当MOSFET关断并且一对二极管是CM噪声开：如图6（b）所示，当MOSFET关断时，噪声电流流经Cds和MOSFET的旁路电容器C. 用同样的方法，我们可以获得两者HNCM2和VNCM2。
3）CM噪声MOSFET关闭，二极管关闭：当Cin上的电压高于输入电压时，整流二极管关闭。 因此，CM电流只能流过整流二极管的结电容。 这种情况下的噪声路径如图6（c）所示。
4）CM噪声MOSFET开启，二极管关闭：继续方法描述在1）中，我们可以获得RN上的CM电压在这种情况下，如图6（d）所示。
C. DM噪声路径建模当一对二极管是
ON时，可以通过图5（d）所示的DM等效电路以相同的方式导出（9）和（10）中所示的用于DM EMI的RN上的电压.VN | DM1和VN | DM2表示 当MOSFET分别关闭和打开时，RN上的DM噪声电压：
Zld是CM扼流圈的DM模型的阻抗。当整流二极管全部关断时，电压的计算RN较简单。 这种状态下的LISN的简化模型如图7所示.Zlf是LISN和滤波器（X系统中的电容器和共模扼流圈）的阻抗以来在整流器中使用的二极管是相同的并且是连接点，二极管的电容仅由其类型Cd1-Cd4决定应该具有相同的阻抗值。根据惠斯登电桥的原理，当所有整流二极管关闭时，VCD为零，没有电流流经LISN。 换一种说法：
D. ZN和ZL上的电压
为了计算EMI噪声的频谱，RN和RL上的电压形式至少应有一个线路周期
被收购。 在这里，我们也以RN为例。根据传导EMI的定义，VN是VNCM和VNDM的总和。 根据最后一段的结论，可以计算每个状态下的RN或RL上的电压。 因此，VN可以通过相应地组合不同状态下的波形来获取。 值得注意的是，当不同的二极管导通时，DM电流的方向是相反的，如图8所示。由于VN等于CM和DM噪声的总和，所以它被分成六个状态。 当系统处于正常工作状态时，噪声源可近似为周期性波形，整流二极管或MOSFET的导通时间不变。表III列出了不同状态下的CM和DM转移功能。 每个状态的周期可以由整流二极管和MOSFET的占空比导出。 在220 V交流输入和满载情况下，Dd和DM分别为6.9％和16.1％.HN1，CM1，HNCM2，HNCM3，HNCM4，HNDM1，而HNDM2代表CM和DM中的传递函数不同的地方。 这些传递函数可以通过应用上面介绍的方法获得.VN（t）然后被发送到EMI接收器以计算EMI噪声。
表Ⅲ
E.EMI接收器
EMI接收器处理来自LISN的电压数据并输出EMI频谱。 简化模型由混频器，本地振荡器，IF滤波器,包络检波器和EMI检波器组成。EMI接收机必须满足国际标准CISPR16-1-1[21]的要求。按照CISPR-16-1-1的规定，IF是一个带通滤波器，带宽为6 dB，分辨率为9 kHz。与混频器和本地振荡器相关联，IF滤波器可以建模为具有可调中心频率的IF滤波器。等效IF滤波器的幅度增益表达式如下式[15],其中f是IF滤波器的中心频率。
minus;
包络检波器检测通过IF滤波器滤波的噪声包络。最后，噪声信号被发送到EMI检测器，输出PK，QP和AV值。EMI接收器是一种阶梯式仪器。 流程图如图9所示中频滤波器的中心频率在150 kHz至30 MHz的频率范围内逐级移动，以隔离每个指定频率周围的EMI噪声。然后，将这些噪声数据发送到 EMI探测器。 图10显示了相同的噪声信号分别通过PK，QP和AV检测器的不同输出。 PK和AV值分别是包络信号的最大值和平均值，如下所示：
QP检测器由充电和放电网络组成，工程和严重衰减的仪表，他们通过一个连接以避免任何影响。根据[
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