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车用燃料电池单开关、宽电压增益范围、升压直流变换器
摘要
为了匹配燃料电池堆与燃料电池车辆直流链路母线之间的电压，本文提出了一种具有二极管电容模块的单开关升压DC-DC变换器。电容器并联充电，串联放电。采用结构简单的方法可以获得较宽的电压增益范围.。此外，本文还对变换器的基本工作原理、扩展阶段、容错操作和稳态特性进行了分析和介绍，并推导了小信号模型。研制了一个400 V，1.6 kW的实验样机，实验结果表明，该实验样机具有较宽的电压增益范围(3.3~8)，最大效率为97.25%。实验结果验证了该变换器的有效性和可行性，以及该变换器作为燃料电池车辆动力接口的适用性。
发表于：IEEE车辆技术交易(卷：67期：2018年1月1日)
Inspec加入号：17506851
发表者 IEEE
主办单位：IEEE车辆技术学会
正文
第一节 介绍
与减少二氧化碳排放和消耗矿物燃料资源有关的挑战[1]-[4]以及可再生资源的日益渗透[5]-[8]集中研究了运输电气化包括混合动力和全电动车辆[9]-[12]等问题。燃料电池汽车具有能量转换效率高、排放零的优点，而且其路程比电池车辆[13]-[15]高。然而，燃料电池输出的电压相对较低，电流较高，不能直接用于需要高直流母线电压(例如400 V)[16]的电动汽车。为了使燃料电池的低电压与电动汽车所需的高直流母线电压相匹配，需要一个高电压增益的升压DC-DC变换器作为燃料电池堆与直流母线之间的电源接口。此外，电池组可以通过双向DC-DC转换器连接到直流母线，从而产生高效率的动力系统[17]-[18]。此外，燃料电池的输出电压随着输出功率的增加而下降[19]。因此，燃油车辆的升压直流变换器需要在较宽的电压增益范围内工作。
传统的Boost DC-DC变换器具有理想的电压增益1/(1-d)，其中d是有功功率开关的占空比。然而，高电压增益受到寄生电阻和极端占空比的影响，所有半导体所看到的电压应力与输出电压[20]-[22]一样高。虽然三电平Boost DC-DC变换器可以将电压应力降低到输出电压的一半，但理想的电压增益仍然是1/(1-d)[23]。此外，为了平衡所有半导体所看到的电压应力，飞行电容电压需要一个复杂的控制策略[24]。在[25]中提出了一种具有高电压增益的开关电感Boost DC-DC变换器，但功率开关的电压应力仍然等于输出电压。两级级联升压DC-DC变换器也具有较高的电压增益，但其效率是每级效率的乘积[26]。此外，输出级的半导体仍然受到高压应力的影响。在[27]中，提出了一种具有高电压增益和低电压应力的开关电容Boost DC-DC变换器。然而，二极管位于电路中的输入和输出点之间，并且在开关频率上，两者之间的相应电位差不同。由于产生额外的电磁干扰，这种情况将限制其应用。
除了扩大燃料电池车辆用升压直流-直流变换器的电压增益范围并降低其导通损耗和开关损耗外，变换器输入地和输出点之间的电位差的dv/dt值应该为零(即一个共同点)或非常小。为了提高上述方法的性能，本文提出了一种单开关宽电压增益范围Boost DC-DC变换器。所有半导体的电压应力为输出电压的一半，电压增益为2/(1-d)，是常规Boost DC-DC变换器的两倍，输入地和输出点之间的电位差变化很小。第二节介绍了该变换器的拓扑结构，并在第三节中对其工作原理进行了分析。在第四部分，建立了该变换器的小信号模型，并结合其稳态分析和容错操作进行了分析。在第五节中，我们开发了一个实验样机，并给出了实验结果来验证该变换器的正确性。
第二节 技术
所提出的拓扑结构的发展如图所示。1.。二极管-电容器支路与共同电感在图中.。1(A)。D2-C1和D1-C2是两个二极管-电容器模块，它们由输入电压源uin和电感L并联充电，如图所示。1(B)D3-C3是另一个二极管-电容器模块，Q-C1从二极管-电容器模块D2-C1重构为开关电容模块。然后，储存在C1中的能量可以通过有功功率开关q和二极管D3传送到C3。因此，输出电容C2和C3串联的总电压是常规Boost DC-DC变换器的两倍。因此，一个单开关宽电压增益升压直流-直流变换器被创建如图所示.。1(C)。
图1。
拓扑的发展。
- 带有普通电感器的二极管电容器支路。
- 带能量转移的二极管/开关电容器分支。
- 单开关宽电压增益升压DC-DC变换器。
从图可以看出，该拓扑由一个电感、一个有功功率开关和三个C1=C2=C3的二极管电容模块组成，iL是L的电感电流，IQ是通过Q的电流，Id1、ID2和ID3分别是D1、D2和D3中的电流。UQ是跨越Q，UD1，UD2和UD3的阻断电压，分别是D1，D2和D3的电压应力。UC1、UC2和UC3是C1、C2和C3之间的电压。Uo是输出电压，Io是负载电流。
第三节 电路的工作原理
根据图中提出的拓扑。1(C)单开关DC-DC变换器在有功功率开关Q的开关状态上只有两种工作状态。表一列出了这两种工作状态的其余半导体的开关状态。这两种工作状态的能量流动路径如图2所示。所提出的拓扑的工作波形如图3所示。
表一.对应半导体在两个工作状态下的开关状态
图2。
两种运行状态的能量流路径。（a）运行状态I.（b）操作状态II。
图3. 所提出的拓扑的操作波形
工作状态I(t0-T1)：当有功功率开关Q接通时，电感L从uin充电，C3由C1到Q和D3充电，负载电阻R由C2提供，如图所示。2(A)。因此，D1和D2分别被关闭并看到UC2和UC3的阻塞电压。电感电流IL线性上升，输出电压UO为C2和C3的组合电压，即UO=UC2 UC3。
工作状态II(T1-T2)：当Q关闭时，uin和串联电感L并联进入两个二极管电容模块，即C1和C2并联充电。此外，负载电阻R是由uin，L和C3串联提供，如图所示。2(B)。因此，Q上的电压应力为UC2，而D3以UC3的阻塞电压关闭。电感电流IL线性下降，输出电压UO为uin、UL和UC3的总电压，即UO=UC2 UC3。·
第四节 小信号模型、稳态分析与容错操作
A小信号模型
如果假设为C1＝C2＝C，电感器和电容器的电感和电容足够大。采用状态空间平均法得到平均模型和小信号模型。的有功功率开关的占空比d.uin Q（t），UO（T）和D（T）的输入变量，输出变量和控制变量，分别。白细胞介素（T）（T）、UC1，UC2（T）和3（t）是状态变量。根据图2（a），C1和C3并联，而有源功率开关q和二极管D3接通，这意味着C1和C3之间的电压相等。所以，在UC1无效状态变量（T）和3（T）。同样，如图2（b），C1和C2的两端的电压是相等的，这意味着还有UC1无效状态变量（T）和UC2（T）。通过考虑电容C1的串联电阻R，可以消除电容器之间的耦合，避免无效状态变量。
当Q开启时，变换器工作在工作状态I中，状态空间平均模型由如下式子得到：
当关断Q时，变换器在状态二工作。状态空间平均模型可以写成：
结合(1)和(2)，转换器的平均模型可看做(3)。
状态变量、输入变量、输出变量和 控制变量可以通过引入小信号来描述。 扰动变量如下：
其中IL，UC 1，UC 2，UC 3，uin，UO和D是稳态 组分，u C_1(T)，u_2(T)，u_c_3(T)，u_(T)和d(T)是 小信号干扰变量。合并(3)和(4)， 该变换器的小信号模型可以写成(5)
B稳态分析
当变换器处于稳态运行时， 小信号扰动变量为0。
简化（3）和（4），IL、UC 1、UC 2、UC 3和UO可由(6)获得：
假定电阻r为0，简化(6)，则(7) 可从以下获得：
根据(7)和图2，所有的半导体电压应力可描述为：
根据(7)和(8)，所有的电容器电压都是(7)和(8)的一半。 输出电压(所有半导体的电压应力)。然而，所提出的拓扑结构的电压增益M是常规Boost DC-DC变换器的两倍(9)：
然后，可以将占空比计算为
如果建议的变换器的电压增益范围来自 3.3至8，相应的所需工作周期范围为 0.4到0.75，根据(10)。 所有半导体的电流应力都可以推导出来。 根据C1-C3的安培-秒方程，图2和(7)可得到：
根据(7)和(11)，可以看出 Q上的应力智商大于电感电流IL。然而， 随着电压增益的增加，更接近IL.。此外，D1和D2的电流应力是电感电流的一半， 而D3的电流应力是D3的电感电流(1-d)/(2d)的两倍。比较了文献[28]中的三电平Boost DC-DC变换器和高压增益Boost DC-DC变换器， 表二显示了[29]-[31]中的变换器和提议的Boost DC-DC变换器。从表二的比较来看，可以看出，所提出的变换器的电压增益是 高于三电平升压直流-直流变换器，同时 电压应力和有功功率开关和电感的数目都低于高压增益升压直流-直流变换器的电压应力和有功功率开关和电感的数目。
根据表二，[29]和[30]中的转换器也有 更高的电压增益。但是所提出的转换器可以实现 功率半导体的电压应力增加。[31]中的单开关混合DC-DC变换器获得相同的电压增益和相同的电压应力。 半导体，以及恒定的电容电压之间的输入和输出。然而，它还需要一个电感和多一个电容，可以提高体积，降低效率。根据前面的分析，提出的转换器 具有以下优点：(A)高电压增益，双倍增益。(B)功率半导体的低电压应力，是功率半导体的一半。输出电压。因此，选择电源更容易(也更便宜)。用于转换器的半导体，以及开关损耗 (C)输入和输出侧的恒定电容电压， 这意味着电位差的变化是非常大的。 很小。 然而，建议中仍存在一些不足。转换器：(A)电源开关的电流应力很大，它可能会造成额外的功率损耗。(B)由于采用了单电感器和一个有源电源开关，与传统的交错Boost变换器相比，因为采用了 单电感器和一个有源电源开关输入电流纹波还不够低。
C稳定分析
- 提出的变换器的稳定性分析：当Uo = 400 V, d = 0.75, L = 234 mu;H, C1 =C2 = C3 = 470 mu;F,R = 100 Omega;, and r = 30 mOmega;。根据（5），输入输出传递函数的Gio（S）和控制输出传递函数的Gdo（S由（12）得到
该变换器采用PI电压控制器， 并给出了该变换器的电压环控制方案。 如图4所示。
图4 变换器电压环控制方案
E(S)是复频域中e(T)的图像函数。PI电压控制器的传递函数gpi(S)，脉宽的传递函数gpwm(S)，调制器(PWM)和反馈传递函数H(S)可由下得到
根据图中所示，假设u(S)=0。由图4，结合(12)和(13)得到闭环传递函数。
根据(14)，闭环传递函数极点的实部小于0。因此，本文提出了闭环系统的设计方案。采用PI电压控制器的变换器能运行稳定。
根据图中所示，假设u_(S)=0。由图4、(12)和(13)，稳态误差ess(t)可以描述为
根据(15)，为了使稳态误差无(T)=0，输入电压u在(T)中的扰动变量需要满足：
其中u in(S)是u in(T)的象函数。(16)可以通过终值定理将其简化为(17)
如果在输入电压Ucirc;电压变化（t）满足（16）或（17）转换器的闭环系统能稳定运行。
2）输入电感和输出电容的影响：值得注意的是：（10）在理想条件下推导。变换器中的寄生参数和半导体将产生能降低电压增益的功率损耗。
转换器。因此，为了获得真实的电压增益在所提议的转换器中，占空比D会稍微高一点。计算值从（10）得到。电路的等效电路考虑等效串联电阻的变换器输入电感L，输出电容C2和C3显示。在图5中，R是负载电阻，RL是等效级数。L，RC 2和RC 3的电阻是C2和C3等效串联电阻。
图5 建议的转换器的等效电路
据图5，在C1-C3上应用安培-秒平衡原理可以得到以下方程：
其中ID1、ID2和ID3是二极管的平均电流。 D1、D2和D3分别处于ON状态。简化(18)， il，id1，id2和id3可以写为：
C2和C3的输入功率Pin和功率损耗P2 可以分别计算为：
结合(19)和(20)，输出电压UO可由下获得：
其中：
根据(21)，考虑输入的等效串联电阻，所提出的变换器的实际电压增益。电感L，输出电容器C2和C3可以描述为：
因此，当建议的转换器使用 电压增益范围为3.3 8，占空比范围稍微高于0.4到0.75。
输入电感串联电阻的影响和该变换器的输出电容可等效为扰动变量gamma;(T)。gamma;(T)的值是a 常数小于0，它将减少占空比。假设gamma;(T)=c，当扰动在输入电压为0的情况下，电压环控制方案本文给出了具有扰动gamma;(T)的变换器。见图6，其中gamma;(S)是复数中gamma;(T)的象函数频域。
根据图中所示，假设u_(S)=0。6，(12)，和 (13)稳态误差ess(t)可写为：
当gamma;(T)=c(即，gamma;(S)=c/s)时，根据(24)， 稳态误差为ess(T)=0，这意味着该变换器在输入电感和输出电容器影响下
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