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一种25kw电动汽车动态无线充电的分析设计与演示
摘要：电动汽车的动态无线充电技术可以极大地增大电动汽车的行驶路程，为电动汽车的电能传输开辟了广阔的前景。本文对真实行驶情况下的约束条件进行了全面的研究，提出了一种解决方案，可以解决充电过程和电动汽车通过嵌入式充电垫时产生的错位问题和动力学问题。提出了一种双回路主控制器来调节主侧功率和电流。该控制器允许分段主线圈的顺序和及时激活;在无载和有载工况下，将一次线圈电流控制在参考值，补偿车辆横向失调引起的功率传递减少，防止一次过载。采用广义状态空间平均法对动态无线充电器的一次充电进行了建模，并通过仿真和实验对模型进行了验证。然后设计并实现了控制器，并通过仿真和实验测试对控制器的运行情况进行了评价。建立了一种带有两个主线圈的25千瓦充电系统，并在实际环境中进行了测试。对于横向对齐的车辆，测量到的能源效率是86%，使用线圈激活和失活的增强方案可以提高90%以上。系统提供等量的能源把所有横向失调控制在在plusmn;15厘米的范围,提高能量转移的期望值的30%以上。
在过去十年中，人们对运输电气化和电动汽车(EV)的新兴技术产生了重大兴趣。目前的汽车储能单元仍存在能量和功率密度低、成本和体积大、寿命短等问题[1-3]。车载电池模块有限的电能容量和功率被认为是成功实现电动汽车的主要挑战。动态无线充电(DWPT)通过车辆电池存储和电网的混合为有限的车载能源提供了一种替代方案。这一技术不仅扩大了电动汽车的应用范围，也导致了电池尺寸和提及的大幅度减少[1]。
DWPT超越了静态充电的概念，允许电动汽车在主单元上行驶时充电。电力电子技术的进步使得在固定的道路嵌入式板和车载模块之间无线传输数十千瓦的电力成为可能。然而，由于系统负载的不断变化，二次单元(接收机)的运动给一次单元(发射机)的设计和运行带来了新的挑战。为了保持最大的功率传输和高运行效率，系统需要集成先进的控制和智能水平。
图1所示为典型的DWPT系统，一次波采用分段线圈结构。在一次侧，60Hz的电网电压转换为直流电压，再进一步转换为高频电流(20- 100kHz)，再传送到一次线圈。这种功率转换是通过一个中间直流电路，一个相移控制的全桥逆变器，和一个适当选择的补偿槽来实现的。在二次侧有另一个补偿槽，它与二次线圈相连。这些储罐为线圈电感和由逆变器或整流单元注入的滤波器谐波提供无功功率。二次侧高频交流电源经整流后通过buck或boost变换器送入车辆蓄电池。为了检测移动电动汽车的位置，通常采用某种形式的电动汽车检测系统(EVDS)。图1描述了本项目中使用的电动汽车检测系统(EVDS)，并将在第四节中进一步讨论。主线圈根据移动车辆的位置持续通电。换句话说，只有上面有电动汽车的接收垫的线圈会被连接到主要的补偿罐并且充电。
WPT系统的研究可以分为三大类:1.线圈/衬垫设计；2.补偿拓扑结构；3.功率转换器和控制方法[4]。对于线圈/衬垫的设计，已经做了大量的工作，并提出了几种用于静态和动态充电系统的线圈结构。对于固定充电，在[5]中对环形线圈结构进行了研究和优化，在[6]中对双极板结构、DD和DDQ极板结构进行了研究。对于动态充电系统的一次侧，在[7]、[8]中建议采用加长回路。在这种方案中，由于接收线圈的大小有限，主回路的一长段被通电，即使只有一小段通电。这可能导致低效率和严重的现场泄漏。另外，[9]的作者提出了一种基于分段线圈的设计，在分段线圈中只有最优位置的线圈通电，从而确保更高的系统效率。[10]中展示的另一个DWPT基础结构使用双耦合系统。
补偿槽在WPT系统中的作用是:1.使系统的VA额定值最小，功率传递能力最大;2.允许电压源到电流源的转换;3.滤波逆变器或整流单元[11]注入的谐波。在[12]中分析了四种基本的补偿拓扑，即串行-串行、串行-并行、并行-串行和并行-并行。在[13]中提出了一种基于LCL_T的谐振变换器，在[14]中讨论了一种双边LCC拓扑结构。
对于一次侧的功率转换，有作者提出采用单级AC-AC变换器，从60-Hz的栅极电压[15]、[16]直接产生高频电压。然而，采用中间直流电路和单相全桥变换器的两级功率转换由于其易于控制和谐波含量低而使用更为普遍。
各种各样的研究探索在静态无线充电系统中功率传输的控制技术。目的是提高系统效率或控制二次输出电压[17]-[20]。一些论文也认为零电压/电流开关的全桥逆变器是一个有效的主要操作[21]-[24]。然而，对于DWPT系统的建模和运行动力学的研究很少。在[20]中，分析了串联补偿WPT系统控制输出电压的动力学特性。在[25]中，作者使用变频来调节输出功率。在[26]中，提出了一种基于LCL_T的WPT系统的小信号建模方法，用于在空载条件下控制一次电流的有效值。最后，在[27]中考虑了DWPT系统的功率传输，提出了一种控制接收端能量传输的算法。
本研究的目的是研究和开发一个精确的DWPT系统在加载和卸载条件下的一次侧模型，解释一次单元的动力学，最后设计一个双环功率和电流控制器。该控制器将在一个25千瓦的分段线圈DWPT系统中实现，为一辆电动巴士充电。更具体地说，对于主端，采用广义状态空间平均(GSSA)方法导出了LCC补偿的WPT系统的小信号(SS)模型。通过仿真和实验验证了该模型的正确性。然后方法进行控制器设计,执行以下动作:1.在空载条件下先后激励初级线圈并带来了高动态电流响应,2.在空载和加载条件下保持一次电流的参考值,3.在错位的情况下通过提供更多的能量补偿横向偏差(LTM),4.防止主要部分的过载。在该系统中，EVDS不仅能够准确地通知电动汽车的存在，而且能够准确地判断一次线圈和二次线圈之间的LTM程度。根据EVDS信号和传输功率大小，控制模块在DWPT窗口内连续调整一次线圈电流。当一次和二次互感低于峰值的5%时，DWPT窗口结束。
本文是[28]的一个开发和扩展部分，组织如下:第二节描述了DWPT系统的主要挑战和一些补救策略的效果;第三节专门讨论系统建模和模型验证;第四节论述了控制器的设计，讨论了控制器与EVDS的集成;第五节和第六节分别给出了仿真和实验结果，第七节给出了一些结论。
在无损调谐DWPT系统中，传输功率可描述为[29]:
M是初级和次级线圈之间的互感,I是初级电流的均方根值,是二次负载的品质因数,和操作频率取决于主逆变器的开关频率。从(1),我们可以看到三个参数,即,和I可以控制调节能量传输。在DWPT系统中，恒频操作比变频操作更受青睐，特别是当多个接收单元同时从一个主电源供电时。
二次品质因数非常高的操作会导致二次品质因数的无功功率很高，因此会出现调优问题，而二次品质因数非常低，无法提供足够的滤波，需要较大的二次线圈。因此，广泛的变体不是控制传输功率的首选方法。在本研究使用的试验台中，质量因数可以在3.84 - 6.38之间变化，通过控制品质因数，可以减少高达40%的潮流。
第三种选择是控制一次线圈的电流I，这种方法可以进行广泛的能量传输调节。在这一节中，讨论了DWPT的三个主要挑战，并给出了电流控制器相对于其他控制方法的合理性。这三个问题包括:(1)一次线圈和二次线圈之间的LTM;(2)一次线圈的额定功率有限;(3)从空载状态过渡到满载状态。为了数值计算,I认定为75A,是kHz是6.38。
错位:当电动汽车(二次线圈)通过一次线圈时，互感M变化剧烈。M依赖于上述线圈之间的纵向失调(LNM)和LTM。图2为LTM接近一次线圈的三度二次线圈。由图2可知，两个线圈间的归一化偏差定义为:
其中R为一次线圈半径，x0、y0为静止一次线圈中心坐标，x、y为移动二次线圈中心坐标。对于本节的分析，使用了实验装置的实际尺寸(R = 35cm)。LNM起源于电动汽车的动态充电特性，对电动汽车的前向运动进行了建模。然而，LTM是一个随机变量(RV);它与驾驶员的驾驶经验和驾驶习惯有关，描述了电动汽车在通过一次线圈时如何对齐。
图3显示了四种不同LTM下，两个线圈之间的互感作为LNM的函数。随着LTM的增加，互感剖面减小，导致功率传输能力降低，如图4所示。互感和传输功率作为LTM和LNM函数的三维图如图5和图6所示。这些曲线是为圆形线圈推导的，但分析可以很容易地推广到任何类型的线圈和互感剖面
在DWPT系统中，传输功率的时间窗是有限的，因此在此期间必须充分利用系统的能力。换句话说，当车辆通过一次线圈时，希望将最大的能量发送到二次线圈。图4所示,系统的功率传输能力下降有LTMne;0时导致传输能量的总量减少,。在车辆速度恒定的情况下，通过对图4所示曲线积分，可以计算出每个LTM的二次传递能量。图7所示为大范围LTMs的能量传递情况，车速为50km /h。可以看到，即使是10厘米的LTM也可以减少22%的能量转移。正如前面提到的，LTM是一种RV，最好通过它的概率密度函数(PDF)来描述。
在[30]中，作者研究了不同驾驶条件下目标车道上车辆的横向位置。RV的PDF为(3)，其中SD为标准差，y为LTM。图8为驾驶员知道测试时(为26cm)和不知道测试时(为46cm)[30]的最终概率密度函数。在这两种情况下，车速都是50公里/小时。
让我们假设一个主线圈已经安装在车道的中心，司机们都知道这一点。现在可以计算出每一期望速度下能量传递的期望值如下:
其中Y为表示LTM的随机变量，如图7所示，e(Y)为传递能量的函数建模，如图8所示，f(Y)为PDF。对于50km/h的速度，使用(4)传递能量的期望值为316J。由此推断，即使有618J传递到次一级，由于LTM的存在，期望值也下降了54%。
如前所述，通过控制一次电流的RMS值，可以控制传输到二次电流的功率。选择一次电流的标称值，使对准的车辆能够接收标称功率。在图7中，假设标称一次电流为，但如果电流可以控制并增加到,则有可能补偿LTM，从而传递更多的能量。标称值的选择是在“提供”给次级电源和初级电源损耗之间的权衡。此外，二次侧控制器降低功耗的能力有限;因此，如果一次电流过大，整车完全对准，则传递的功率可能超过二次额定功率。由图4和(1)可以计算出在不同LTM程度下，传输相同能量需要增加多少电流。图9为不同LTM下的参考电流。由于我们的实验系统不允许更多的电流，所以电流限制在。图10显示了有这样一个控制器的效果在LTMs不到43%的能量是一样的可以转让(680 J)。LTMs大于43%,转移能量也有所改善,但它小于峰值(680 J)。(4),传输能量的期望值与当前控制器是410 J,显示增加了30%。
一次额定功率:当多个接收机同时供电时，一次侧功率有可能超过额定功率，最终损坏系统。在这种情况下，不完全终止功率转移，而是采用功率控制器对一次功率进行监控，当超过额定功率时，通过减小一次电流使功率保持在其额定值。从空载状态过渡到满载状态:开环控制通常无法在一次线圈中保持恒定电流，以应对从空载到满载的整个负载变化范围。例如，在现有的系统中，为了保持恒一次线圈电流从空载状态到满载状态，需要将逆变器的相位角改变15%。值得一提的是，车辆的金属车身和平行补偿的二次反射电抗会导致一次谐振电路失谐，引起一次电流的变化。因此，为了适应环境和工作条件的动态变化，需要采用电流控制器来动态控制逆变器的相位角，并提供恒定的一次电流。
为了设计合理的WPT系统主控制器，需要对WPT系统进行精确的建模。在本节中，利用GSSA导出了主侧模型，并通过仿真和实验测试进行了验证。最后，给出了该控制器的结构。
图11为整个WPT系统的等效电路。在这一节，主要研究了侧动力学。图12为一次侧示意图，一次侧为全桥逆变器，LCC补偿器，和线圈，均为直流恒源供电。采用全桥逆变器，通过逆变器的移相控制，将直流恒压转换为交流方波电压，其基本谐波含量受交流方波电压的控制。全桥逆变器输出端与主线圈之间采用LCC补偿，提供正弦线圈电流。在图12中，二次波的作用用反射阻抗表示。的电阻部分模拟有功功率传输，而无功部分量化接收电抗的未补偿部分。
图13为双环控制器(DLC)框图。可以看出，根据直流电路(PDC)的功率值，可以通过两种方式确定一次线圈电流的参考值。如果小于参考功率，则EVDS确定。在这种情况下，如果LTM为0,将是。然而,如果存在横向偏差(LTMne;0),然后我将决定的价值基于查表获得图9所示。第二种情况是大于，这表明主电源过载。在这种情况下，功率控制器减小，使保持在。将与进行比较，误差传递给功率控制器模块。该模块根据功率误差值和一次线圈电流确定。电流控制器模块利用与实测之间的误差，计算逆变器输出电压的参考值。两种稳态SS模型如图13所示。第一个是，它将的RMS值与逆变器输出电压Vinv,f的基频谐波联系起来。第二个是它将与联系起来。
在[31]中提出了一种用于谐振变换器建模的GSSA方法。在[26]中，采用GSSA对WPT的低功耗LCL-T电路进行建模。这里采用了类似的方法来推导上面提到的两个SS模型。
图14 (a)和(b)为空载和加载工况下LCC谐振腔和主线圈的模型。为串联电感，和分别为一次侧并联电容和串联电容。模型的电感初级线圈和是逆变器输出电压的基本谐波。为了得到精确的模型，考虑了器件的寄生电阻。和分别是和的等效串联电阻(ESRs)。所有补偿和线圈参数都是为二次侧类似地定义。如图14 (b)所示，为全桥整流输入端所见的电阻，它取决于输入到电池的功率和Buck变换器的占空比。M是一次线圈和二次线圈之间的互感。结合并模拟了三个电阻分量:
其中为一次线圈的ESR, 为串联电容的寄生电阻，为二次线圈在一次线圈处的反射电阻。与不同，二次不包含，只包含线圈和串联电容的寄生电阻。
GSSA方法是基于波形的复傅立叶级数表示。由于补偿槽的带通滤波作用，电流的谐波被滤波，只考虑线圈电流的一次谐波进行建模。是全桥逆变器的输出电压,见图15的两个不同的值theta;相移控制信号。通过控制的宽
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