CCD image sensor with compensated reset operation
Abstract
A low voltage charge coupled device (CCD) image sensor has been developed by adjusting the electron potential barrier in the electron sensing structure. A charge injection to the gate dielectrics of a MOS transistor was utilized to optimize the electron potential level in the output structure. A DC bias generating circuit was added to the reset structure which sets reference voltage and holds the signal charge to be detected. The generated DC bias is added to the reset pulse to give an optimized voltage margin to the reset operation, and is controlled by adjustment of the threshold voltage of a MOS transistor in the circuit. By the pulse-type stress voltage applied to the gate, the electrons and holes were injected to the gate dielectrics, and the threshold voltage could be adjusted ranging from 0.2 V to 5.5 V, which is suitable for compensating the incomplete reset operation due to the process variation. The charges trapped in the silicon nitride lead to the positive and negative shift of the threshold voltage, and this phenomenon is explained by Poole–Frenkel conduction and Fowler–Nordheim conduction. A CCD image sensor with 492(H) times; 510(V) pixels adopting this structure showed complete reset operation with the driving voltage of 3.0 V. The image taken with the image sensor utilizing this structure was not saturated to the illumination of 30 lux, that is, showed no image distortion.
1. Introduction
CCD image sensors are widely used as a solid-state imaging component for camera and broadcasting video camera systems because of their high signal to noise ratio . CCD image sensor handles electrons as an image signal, so it is insensible to the noise of voltage. The trend of the image sensor development has been focused on low driving voltage, however, low driving voltage causes narrow voltage margin. The narrow swing of the pulse can lead to incomplete operation of switching transistor.
The reset operation which sets reference voltage and holds the signal charge to be detected is the most sensitive to the voltage margin. The signal charge can be remained after reset operation or overflowed to drain as the threshold voltage of the switching transistor is varied by the process variation. This operation can be optimized by a DC bias added to the driving pulse, which is supplied from the circuit outside the image sensor chip. The appropriate bias voltage is different for each chip, so the bias voltage has to be indicated by back-marking after the packaging. It is inconvenient for the user to set the voltage. The bias can be generated internally in the chip. Conventional method generating the bias is to use the electrical fuses, which generates discrete DC values only. The adjustment of the threshold voltage by the gate current of a MOS transistor for reset operation is the preferable method to optimize the reset operation since the method can generate DC bias voltage precisely.
The holes and electrons injected to the gate of MOS structure make traps in the insulator or are trapped in the interface states of the insulator layer .A great deal of effort has been spent on the studies of electron and hole injection for MOS devices under stress, and the involved threshold shift mechanisms are well understood .At low gate voltage, the holes injected from the gate create the electron traps which form positively charged centers . At high gate voltages, injected electrons from the silicon to the oxide are trapped in the interface states, and these electrons form negative charge . The injected holes and electrons induce the threshold shift which controls the output voltage of the DC bias generating circuit. This output voltage is added to the driving pulse of the output structure, and controls the potential barrier of the potential well for the signal charges to be detected.
We introduce the limitation of the reset operation and DC controlling method with analysis of charge trapping. The result of applying the new structure is verified by the image which has no distortion at the bright illumination.
The signal electrons to be detected in the output structure are generated in the pixels by the incident light and transferred to the CCD channel. Fig. 1 shows the cross-section of a CCD image sensor. A pixel is consists of micro-lens, color filter, photodiode, and transfer gate. The incident light is filtered by the green, cyan, magenta and yellow color filter, and focused on the photodiode by the micro-lens. The light generates the electron–hole pairs in the photodiode, and the electrons are integrated in the n-type of the photodiode for 1/60 s. The holes are swept out to the grounded p-type of the photodiode. The integrated electrons are transferred to the CCD channel by the pulse applied to the transfer gate every 1/60 s. These signal electrons are conveyed to the output amplifier through the vertical and horizontal CCD channel.
Fig.1
Fig. 2 shows a block diagram of a CCD image sensor. The signal electrons integrated in the pixels are transferred to vertical channel every 1/60 s, and are transferred to the horizontal channel every 63.5 mu;s. Therefore, 510 packets of electrons transferred to the horizontal channel are transferred to the output structure in 63.5 mu;s, that is, the frequency of the horizontal clock considering the operating margin is 10.2 MHz. The reset clock is synchronized to the horizontal clock since every packets of signal electrons must be removed after the detection.
Fig.2
The maximum frequency of the clocks in the sensor is 10.2 MHz of the horizontal clock, that means, high power is consumed to drive the horizontal channel. To reduce the po
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具有补偿复位操作的CCD图像传感器
摘要
一种通过调节电子传感结构中的电子势垒的低压电荷耦合器件（CCD）图像传感器已经被研发出来。它是通过向MOS晶体管的栅极电介质注入电荷来优化输出结构中的电子势电平 ，而在设置基准电压并保持检测到的信号电荷的复位结构中，一种直流偏置生成电路被添加进去。这个产生的直流偏置电压被添加进复位脉冲里面是为了在复位操作上更好地实现电压范围的优化，而这个直流偏置电压则是由调整电路中MOS晶体管门限电压来控制。通过这种脉冲式的应力电压应用到晶体管的栅极，这个晶体管的电压范围就能调整到实现从0.2V到5.5V的变化，这样就可以适用于补偿由于处理过程引起的不完全复位操作所产生的变化。在氮化势阱里面的电荷会导致门限电压正、负位移，这种现象能被由普尔-弗伦克尔传导和福勒–诺德海姆传导解释。带有492(H)times;510(V) 个像素元的CCD图像传感器采用这种结构之后能在3.0V的驱动电压下表现出完整的复位操作。利用这种结构的图像传感器所拍摄出来的相片，光照度不足于30勒克斯，这也就是为什么它没有图像失真。
1.0引言
CCD图像传感器的高信噪比使得他们被广泛应用于相机和广播摄像机系统的固态成像组件中。CCD图像传感器将电子作为图像信号处理，所以它对电压信号的噪声并不敏感。而图像传感器的发展趋势一直集中在低驱动电压上，但是低驱动电压将会产生窄带边缘电压。而这个窄带脉冲的摇摆将会导致开关晶体管的不完全运行。
复位操作能设置参考电压和保持电荷信号始终被检测到，并且它对边缘电压最敏感。尽管这个电荷信号能在复位操作之后继续保持但在开关晶体管的门限电压随着处理变化而变化的时候会溢出耗尽。然而这个复位操作能被一个添加进驱动脉冲的直流偏置所优化，这个直流偏置由图像传感器的外围电路提供。每个芯片合适的偏置电压都是不同的，所以这个偏置电压应该在打包之后由背后的商标标示出来，这样使用者就能方便地设置这个电压。不只是在外围电路，这个偏置电压同样能在芯片内部产生。产生偏压的常规方法是使用电熔丝，但是它只产生离散的直流值。为了复位操作而使用的MOS管栅极电流对门限电压的调整的方法对优化复位操作更合适，因为这样产生的直流偏置电压更为精准。
被注入到MOS管栅极结构的电子和空穴在绝缘层形成势阱或者陷入在在绝缘体层的界面上。
大量的精力被用在当MOS管装置受力时注入电子和空穴的研究上，所以它所包含的阈移机制就能很好地被理解了。在低栅极电压下，空穴从栅极注入形成电子势阱，形成带正电的中心。而在高栅极电压下，注入的电子从被困在半导体硅和氧化物的界面态，并且这些电子形成负电荷。注射进去的电子和空穴减少了阈移，这个阈移控制了直流偏置生成电路的输出电压。该输出电压加到输出结构的驱动脉冲中，并控制要检测的信号电荷的电位阱的势垒。这个输出电压被加到输出结构的驱动脉冲中，并控制要检测的信号电荷的电位阱的势垒。我们介绍了复位操作和电荷俘获分析的直流控制方法的局限性。在强光照射下不失真的图像使得应用这种新结构的结果得到了证实。在输出结构中检测到的信号电子由入射光在像素中产生并转移到CCD通道上。如图1显示的是CCD图像传感器的横截面。 像素由微透镜、滤色器、光电二极管和传输门组成。入射光由绿色、青色、品红和黄色滤光片过滤，并通过微透镜聚焦在光电二极管上。光在光电二极管中产生电子空穴对，而在N型光电二极管中能聚集1/60s。空穴被排到接地的P型的光电二极管中。通过应用传输门产生的每1/60s形成的脉冲，集成电子被转移到CCD沟道。然后通过垂直和水平CCD通道，这些信号电子传送到输出放大器。
图一
图2显示了CCD图像传感器的框图。集成在像素信号的电子每过1 / 60 S转移到垂直通道，并每过63.5 mu;S转移到水平通道。因此，510包转移到水平通道电子会在63.5 mu;S内转移到输出结构。因此，考虑到营业毛利水平时钟的频率为10.2MHz。复位时钟和水平时钟是同步的，因为每个信号电子的数据包在检测后应该被移除。
图二
在传感器的时钟最高频率为10.2 MHz的水平时钟，这也就意味着，需要高功率消耗来驱动水平通道。 为了降低水平驱动所消耗的功率，时钟电压将会被降得尽可能低。复位们的时钟电压也尽可能降得低因为他和水平时钟的电压是同步的。狭窄的电压摆幅引起的水平信道的信号容量的减少可以通过加宽信道宽度来抵消。 图三a显示的是CCD图像传感器的电子电压转化部分。电子转移的信号从水平CCD时钟 ϕ1, ϕ2 的像素注入到浮动扩散（n ）在输出门（OG）。浮动扩散的潜力已经调整成和注入电子的数量成比例。浮动扩散的电位变化作为一个电压单位由源极跟随器所检测，电压变化则由下列等式表示：
Delta;V位电压差，q为电子电荷，电子注入数，是浮动扩散电容。电荷-电压转换器的浮动扩散电容越小，输出电压差越大。
图三
要切换在叫广泛的电压浮动下产生的复位漏和浮动扩散，复位门的时钟电平必须与信号的电位电平相合适。 由于时钟电压的摆动变窄，复位时钟的高低电平需要更高的精度。在检测电压之后，在浮动扩散中注入的电子将会通过复位栅极和复位漏极的操作被移除，并且浮动传播区的电压被设置为等于下一个信号电荷的复位漏极电压。
图3b显示的是复位电压在0–5 V的输出结构的电位图。当复位电压为0 V时，信号电荷将会在输出栅上从ϕ2通道到浮动传播区并且逗留检测。对浮动传播区的电压的检测后，在复位栅的电压将会变为5 V.当复位漏极的电压为15V时，整个的信号电子将会被排出。0–3.3 V的复位电压最近被用来降低操作电压。图3C就显示了复位电压在0–3.3V的输出结构的操作电位图。复位电压的下限为0V，这与图三b相同，因此，保持信号电荷的检测是没有问题的。但是复位电压的上限为3.3V，这会导致不完整的扫描操作。剩余电荷将会曲解下一个信号电荷的检测。就像在图三d中显示的，通过控制掺杂轮廓来补足扫描操作能够降低复位晶体管的门限电压。图中显示了当复位晶体管的门限电压被调整得过低时的电位图。阈值电压过低将会导致在信号检测前信号电荷的溢出。总之，0–3.3 V复位电压具有很窄的电压幅度，从而导致不完全扫除或信号电荷溢出。总之，0–3.3 V复位电压具有很窄的电压幅度，从而导致不完全扫除或信号电荷溢出。固定直流偏置不能解决这个问题，因为能产生门限电压的图像传感器在一个制造过程中由于进程变化并不是一个整体。对于每个器件来说这个直流偏置必须调整到能确保复位操作优化至图三e中显示的那样。也正是这个添加到复位脉冲中的直流偏置给复位操作中的电压裕度带来了优化。
- 实验
图4a显示了为复位门产生直流偏压的电路。应激节点是用来调整晶体管M5的阈值电压的。晶体管M1 - M4是用来控制直流电平输出电压的电压等级，而电阻R1和R2则是用来给晶体管M5的栅极提供一个合适的直流偏置电压。复位脉冲通过联合电容C被添加到栅极RG上，而所产生的直流偏置则通过电阻R3被添加到复位脉冲中。
图四
图4B显示的是阈值电压的M5和VOUT节点之间的关系。这也就是说，复位晶体管的阈值电压为1.2 V，但他会在一段非均匀变化的过程中发生改变。因此，合适的直流偏置中心电压应该被设定为1.2V。直流发生电路的输出电压范围应该从0.3 V至2.4 V，而这个范围足以弥补复位晶体管的阈值电压的变化。MOSFET管的n沟道是由一种p型势阱制造的，而这个p型阱是使用常规CCD工艺是由硼扩散型10 Omega; 厘米n型基板形成。在这项研究中使用的MOS晶体管的栅极绝缘层是由30 纳米氧化硅和40 纳米氮化物组成的。栅极氧化物在1000 °C干氧化的条件下生长到30 nm，而栅氮化物在低压化学汽相淀积下存积到了40nm。400 nm的LPCVD多晶硅栅掺杂POCl3气体沉积在里面（栅极绝缘层）。S／D n 区域是在一个投加量为70 keV的5times;1015 / cm2的砷植入区形成的，结果就形成了0.12 mu;M的结深。除了图四a中显示的在室温下的压力终端，其他所有的压力终端都能承担相应的应力。每个电压脉冲持续时间为300 ms，并且这个脉的上升和下降沿各占1ms。每次施压之后，M5晶体管的门限电压和输出电压都会被测量。通过最大斜率外推，阈值电压可以估计到零漏电流。
- 结果和讨论
图5显示了作为应用在每个点的300ms的时候的压力电压的应变量的M5的阈值电压和电路的输出电压。通过低于32V的应力电压的作用，阈值电压将会减少。这种现象能被普尔-法兰克传导解释，而这种现象是以载流子的捕获和辐射为基础的，这些载流子是来自于大量的电介质的不同等级的势阱里。氮化硅含有高密度的结构缺陷，而这些缺陷导致了额外的能量状态。这些状态允许载流子移动在正面和负面的栅极偏压下的氮化物里移动。电子被吸收到栅极，空穴则漂移到氮化物和氧化物的界面上。这些空穴被重组或交界面势阱里被捕获。所有这些微观运动将会导致的阈值电压的降低。
图五
当压力电压超过32V的时候，阈值电压升高的现象可以用福勒-诺德海姆遂穿原理解释。电子从体硅层穿越到氧化硅层，并且在征集栅极偏置的作用下漂移到氮氧化物的界面。一些电子与被困在氧化物-氮化物界面陷阱中的空穴结合，另一些电子被注入氮化物并在氮化物中捕获。 由于氮化物中的势阱非常深，所以电子的发射非常困难。这些被困的电子在氮化硅保持栅极应力后形成一个固定的负电荷，这也就导致了阈值电压的增加。在40 V的电压应力下，氧化层中的电场是8 MV /厘米，而F–N隧穿电流约为5 times; 10minus;7 A/cm2。如果电流提供的所有的电荷都被困在氧化物–氮化物（半导体）界面，那么由脉冲（300ms）驱动的阈值电压的转换按如下公式计算：
等式（2）：
其中是F–N电流，A是门的面积，是脉冲的持续时间，是二氧化硅的介电常数，是氧化层的厚度。这个实验当中，氧化膜的厚度是30 nm，并且脉冲持续时间为300 ms。
方程给出了1.3 V的阈值电压漂移，另一方面，图5显示了在上面所述的脉冲下的0.4 V的阈值电压漂移。约30%的供给电荷被有效地在氧化物—氮化物的界面上所被捕获。
图6显示的是在40 / 30 纳（A）米和40 / 40 纳米（B）氮化物/氧化物两种厚度条件下产生的栅极应力之后阈值电压的漂移情况。有一点与300ms持续脉冲相一致。对于30 纳米厚度的氧化层，40V的应力电压将会催生氧化物层中产生8 MV/cm的电场。而对于40纳米厚度的氧化层，催生氧化物层中产生8 MV/cm的电场的应力电压是48V，并且他将会导致整体4V的阈值电压，这比在氧化层厚度为30nm的条件下的电压更大。极移的差异是由应力的时间的不同导致的，也就是说，在40 纳米氧化层厚度的情况下应力电压达到48V的时间比在30 纳米氧化层厚度的情况下应力电压达到40V的时间要长2.4s。也就是说氧化物电场和应力时间会使阈值电压漂移增加（加重阈值电压的漂移）。
图六
为验证氧化物电场对阈值电压漂移的影响，我们比较了在相同持续脉冲时间和不同厚度氧化的电场的条件下的阈值电压的漂移。对于氧化层厚度为30nm的氧化层，在应力电压变化范围为36-42V时的阈值电压的漂移为2.5V，这与氧化物电场从7.9 MV /厘米变化至9.2 MV /厘米相对应。对于氧化层厚度为40nm的氧化层，同样是氧化物电场从7.9 MV /厘米变化至9.2 MV /厘米时，相应的应力电压变化范围为44 V 到50 V。应力的平均时间是1.8 S. 也就是说，即使是不同的氧化层厚度，只要是在电场和应力时间相同的条件下，就能引起类似的阈移。因此，在高应力电压下的阈值电压的漂移的增加是因为福勒—诺德海姆遂穿。
图7显示了加速操作后调整好的直流偏置的退化。在加速运行操作中，该芯片就处在照度为200 力士和温度为80 °C的环境中。光源的色温为5100 K 复位栅极加速时钟电压是0–3.6 V，这与0–3 V正常工作电压相比电压幅度高出了20％。在这个调整之前，氮化物/氧化物的厚度分别为40 nm / 300 nm和40nm /40纳米的条件下，直流偏置相对应变成了1.62 V和1.74V。
图七
在1000小时的操作之后，厚度为40n纳米/300纳米和40n纳米/400纳米的氮化物/氧化物的偏置电压分别变成了7mV和4mV。因此，我们可以估计，在正常操作的条件下，电压变化不会超过0.01 V，这对于优化复位操作来说是足够的数据保持特性。带有492times;510个像素单元的1/4英尺的光学CCD是采用优化输出结构制作的。光屏蔽层用来覆盖电路以防止在入射光条件下产生的电子-空穴对会诱发电路操作的不稳定。光的颜色为绿色、青色、品红和黄色，微透镜在其中形成。对应 在NTSC系统中，帧速率为30帧/秒。
图八显示了水平驱动电压为3 V的图像传感器的分辨率图。如果复位操作不完整，那么窄带黑白图案将会被剩余在输出结构中的电荷所混乱。这个图像没有显示混合信号是因为信号电子在复位操作时被完全清除。
图八
图9显示了一幅在传统CCD图像传感器下取得的图像，这个传感器没有驱动电压为3V的直流偏置结构。图中有水平噪声线，其间距相当于四个像素。彩色滤光片的排列如下：
交错输出如下：
亮度信号是水平方向的总和，这意味着，总亮度信号可以计算为： 。但是最大数量的信号电子产生在像素中，像素是第二，其次分别是，。当亮度变高， 信号会首先溢出，因为它拥有最多数量的信号电子。因此，拥有 信号水平线（增加的线）的在亮区溢出之后会相对变暗。交错操作使得线条间的间距与四像素的长度相当。所有的信号都会在非常明亮的区域溢出，所以这里没有水平噪声线，只输出白色饱和图像。
图九
图九的图像是用具有在3V电压驱
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