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低噪声A波段SiGe双极压控振荡器的设计：理论与实现
IEEE学生成员Fabio Padovan、IEEE成员Marc Tiebut、IEEE成员Koen L.R.Mertens、IEEE高级成员Andrea Bevilacqua和IEEE成员Andrea Neviani
本文报道了A波段SiGe双极压控振荡器的研究。讨论了K波段操作和使用纯双极技术相关的设计挑战，重点研究在使用变容二极管时实现低相位噪声的设计。设计并制作了两种不同的VCO。在设计中，变容二极管通过磁变压器与有源元件耦合，以避免使用超过电源电压的调谐电压。所有VCO均在C类状态运行，其中一种设计具有动态偏置功能，以确保可靠的启动条件。VCO的特点是，在与载波偏移10 MHz时，相位噪声低至137 dB/Hz。VCO显示了-189 dB/Hz的最先进的FOM，以及-193 dB/Hz的优秀FOMr 。
关键词：双极晶体管，K波段，压控振荡器。
- 前言
设计能够同时实现低相位噪声和宽调谐范围的VCO是一项具有挑战性的任务，尤其是在毫米波频率下。这对个人无线通信市场持续增长所需的下一代基础设施高带宽前端的设计提出了严重问题。克服相位噪声调谐范围权衡的一种有趣方法是使用VCO和倍频器生成本地振荡器（LO）信号。作为无线通信基础设施的一个重要的例子，考虑到，通过这种方法，E波段的LO（即，从71到76GHz和从81GHz到86GHz的频谱）[1 ]，[ 2 ]直接转换收发器可以使用A频带VCO随后由倍频器产生。该解决方案结合了直接转换架构在成本和简单性方面的众所周知的优势，并将VCO频率扩展到所需LO频率的一小部分。因此，设计高光谱纯度宽调谐范围的A波段VCO的能力是A波段回程系统未来发展的关键因素。目前，回程系统采用昂贵的非硅基射频前端，而最近的一些出版物[3]，[4]研究了在直接转换架构中使用硅基单片解决方案覆盖a波段频率的可能性。所提出的压控振荡器采用SiGe双极工艺设计，旨在集成在一个完整的收发器中。
在这项工作中，考虑了A波段VCO的几个实施例。重点是在给定品质因数和电源电压下，最小可实现相位噪声的理论和实践极限。报告了在不牺牲调谐范围的情况下实现低相位噪声性能的设计策略和技术。文[5]介绍了一种改进的电路设计。对动态偏置进行了研究，以确保拟议的C类VCO的稳健启动。此外，还报告了温度变化时相位噪声性能的表征。论文组织如下：第二节分析了双极压控振荡器设计中可实现相位噪声性能的极限，以及相位噪声性能优化的实际问题。第三节介绍了两种在硅上实现的VCO拓扑，以及设计细节和解决方案。第四节报告了测量结果，并将实施的VCO与最先进的VCO进行了比较。第五节最后得出结论。
二、A波段VCO的挑战
这项工作的主要目标是研究A波段双极压控振荡器中可实现的最小相位噪声，同时保证宽调谐范围以处理工艺、电源电压和温度变化。
众所周知，相位噪声边带在偏移处∆omega;Irom载波频率omega;0由李森方程[6]：
式中，Q为总油箱品质因数，RT为等效并联油箱电阻，V0为振荡幅度，F为振荡器过量噪声因数。为了获得低相位噪声，高油箱品质因数至关重要。此外，谐振时的低油箱阻抗（即RT的低值）和大摆幅有助于降低相位噪声。最后，产生低F的振荡器拓扑是有益的。
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图1.模拟变容二极管品质因数在J-20GHz。
图2. （a） 直接耦合变容二极管。（b） 电容式交流耦合变容二极管。（c） 变压器耦合变容二极管。
图3.（a）差分LC振荡器（C类或B类操作，无论是否存在大Ctail ）的示意图 （b）差分Colpitts振荡器。
图4. 模拟（圆形）和计算（实线）Colpitts振荡器在距载波1 MHz偏移处的相位噪声。
表一: B类和C类微分LC振荡器和Colpitts振荡器的模拟相位噪声
- 储罐质量系数的优化
然而，在V波段，油箱电容部分的贡献是显著的。这在纯双极技术中尤其如此，在纯双极技术中，只有pn结可用作变容二极管，并且开关电容器组不容易实现。在大振幅的振荡下，变容二极管可以在部分振荡周期中正向偏置，从而导致Qc的急剧退化。图1中显示了f=20 GHz时的模拟变容二极管品质因数，该品质因数是Vtuue结间直流偏置和Vpk（施加到变容二极管的交流电压的零峰值振幅）的函数。在Vpk的小值处，观察到Qc的小信号值。当Vtuue的值较大时，它较大，因为变容二极管电容对于Vtuue的值较大时较小，而损耗基本上不受Vtuue的影响。对于较大的Vpk值，模拟显示QC略有下降，可能是由于结动态电导的增加。当结在部分周期内完全正向偏置且电压波形被斩波时，劣化变得显著。因此，用于将变容二极管耦合到油箱的技术对于限制振荡周期中结的正向偏置而不损害其频率调谐能力至关重要。
有几种可能的方法将变容二极管与电感元件结合起来，制成LC油箱。最直接的是直接耦合，如图2（a）所示。这种配置的缺点是要求Vtuue高于电源电压VCC，以限制二极管的正向偏置。尽管在MOS变容二极管可用的CMOS技术中，使用如此大的调谐电压在某种程度上是麻烦的（并且不是必需的），但在双极技术[8]-[10]以及基于化合物半导体的产品[11]中，这是非常常见的做法另一种设计方案是添加串联偏置电容器GC，以便将变容二极管的阳极偏置至地，如图2（b）所示。然而，这种选择要么降低调谐范围，要么降低相位噪声性能。小电容器CC减小了调谐范围，因为它们和变容二极管串联放置。此外，小电容器具有相对较大的串联电阻[Rpar，在图2（b）中]并恶化了油箱Q。相反，大耦合电容器在输出节点处增加了较大的寄生电容[Cpar，从而限制了调谐范围使用磁性变压器是将变容二极管与油箱进行交流耦合的更好选择。布置如图2（c）所示。这种配置的优点有两个。首先，二极管的阳极可以偏置到地上，并且可以在Vtuuelt;Vcc的情况下实现完整的调谐范围。其次，选择适当的匝数比，与VCO的输出摆幅相比，可以减小变容二极管的摆幅，进一步限制结导通的可能性，即使是在较大的振荡幅度下。
B.偏置有源元件：C类与B类和科尔皮茨振荡器
从（1）中可以清楚地看出，输出电压振幅V0和噪声因子F在相位噪声性能的优化中起着重要作用。选择合适的振荡器拓扑和偏置电路可以显著降低振荡器相位噪声。典型的振荡器布置利用交叉耦合差分对来合成负电阻，能够补偿并联LC槽的损耗并维持振荡，如图3（A）所示。由于在这种设计中使用了双极器件，因此必须注意使晶体管不会进入工作的饱和区域。如果交叉耦合对器件的基极-集电极结导通，输出电压被截断，从而限制振荡器输出摆幅。为了延长输出电压摆幅并防止晶体管在饱和区域中工作，交叉耦合器件的基极和集电极端子可以通过电容器Cbias[参见图3（a）]进行交流耦合。因此，可以将基极电压的dc电平（VB）设置为低于VCC。这种安排是非常常见的振荡器使用双极晶体管，以避免削减输出摆动。然而，取决于Q1和Q2的公共发射极节点处的有效电容（Ctail），振荡器在C类或B类[12]中工作。C类操作可更好地将偏置电流转换为槽电流的一次谐波，从而提高振荡器效率也就是说，可以用较低的功耗实现相同水平的相位噪声。
另一种常用的振荡器拓扑结构，特别是在更高频率（gt;10GHz）的双极振荡器的实现中，是Colpitts振荡器（参见例如[13]）。Colpitts振荡器的示意图如图3（b）所示，[14]中对Colpitts和B类差分LC振荡器进行了比较，而[12]中对B类和C类操作进行了比较。在假设振荡器处于电流限制范围内的情况下，对给定的油箱阻抗和偏置电流进行比较。然而，有趣的是，将讨论扩展到振荡振幅最大化以产生最小相位噪声的情况，而不考虑电流效率。换言之，问题是上述哪种拓扑允许在给定油箱阻抗、振荡频率和电源电压下最大化V0并达到最小相位噪声。我们将看到C类差分LC振荡器优于B类和Colpitts拓扑。
振荡的振幅还受到维持振荡的双极晶体管中饱和开始的限制。在差分LC振荡器中[参见图3（a）]，为了避免饱和状态，基极集电极电压不能超过某个极限值Vbc,max：
Cin是Q1和Q2的输入电容。因此，振动的最大振幅为：
式中Vlim=Vcc-Vb Vbc.max 使用[12]、[14]、[15]中的结果替换（1）中的（4），并考虑（目前）储罐损耗和集电极散粒噪声电流Q1和Q2，我们将（1）重新计算为：
显然，（5）表明存在使相位噪声最小化的最佳值n。通过微分，发现该值为：
必须注意的是，如果n的范围在0.3到0.6范围内，则（5）中的变化很小。
上述讨论适用于B类和C类操作。然而，由于与B类操作相比，C类操作中Q1和Q2的平均基极发射极电压小得多，因此C类操作中Vlim的最大可达到值更大。换句话说，利用第III-B节中详述的动态偏置方案，与B类振荡器相比，C类振荡器中的VB可以设置为更低的值。因此，C类振荡器可实现的最小相位噪声低于B类振荡器可实现的最小相位噪声。已经进行了仿真以验证这一结果。为了完全控制模拟参数，使用了双极晶体管的简单理想模型以及理想的无噪声尾电流源。电感器（L-=150PLL）是油箱中唯一的有损元件，Q-20为20GHz。振荡频率为20.4ghz。使用两个不同的电源电压值（即3.3和5 V）进行模拟。振荡幅度最大化，限制Vbc,max：=0 V，同时为尾电流发生器留出0.5 V的余量。表I中报告的结果表明，与B类操作相比，C类操作的电流消耗效率更高，并且允许更大的振荡幅度，产生更低的相位噪声。
在Colpitts振荡器的情况下[参见图3（b）]，最大振幅为:
相应地，结合（7）和[14]中的结果，可以将相位噪声写入：
对于给定的Vlim值，Colpitts振荡器的相位噪声随着n的增加而减小，但以更大的偏置电流为代价：
必须注意的是，Colpitts振荡器在C类状态下运行，但VB不能设置为C类差分LC振荡器中的低。因此，C类差分LC振荡器中Vlim的最大可达到值大于Colpitts振荡器中的Vlim，即：
这是因为，在Colpitts振荡器中，Q1和Q2发射极处的电压具有显著的交流分量。因此，最小发射极电压（相对于平均发射极电压）必须足够大，以便为电流源留出足够的电压余量。因此，C类差动LC振荡器和Colpitts振荡器中可达到的最大振荡幅度相似[见（4）、（7）和（11）]：
表一中报告的模拟结果证实了这一点，模拟结果是在与之前描述的差分LC振荡器相同的条件下获得的。对于Colpitts振荡器，表I中的结果表示n=0.3，这对应于电流效率和相位噪声之间的最佳权衡[14]。如图4所示，尽管如（10）所预测的电流消耗的增加是实质性的，但对于固定振幅的振荡，在更大的n值下，在Colpitts振荡器中可以实现相位噪声的边际改善。总之，在双极差分LC振荡器中，与B类偏置相比，C类偏置在电流效率和较低相位噪声方面的性能得到改善，从而允许在给定电源电压下获得较大的振荡幅度。如果将反馈系数n设置为最佳相位噪声与电流消耗的权衡，则Colpitts振荡器在相位噪声方面显示出与C类差分LC振荡器相当的性能。然而，即使在这种情况下，C类差分LC振荡器的电流效率也更高。增加n，Colpitts振荡器允许在给定电源电压下进一步降低相位噪声，但代价是更高的功耗和更低的效率。C类差分LC振荡器基本上实现了与Col-pitts振荡器相同的相位噪声性能，但功耗显著降低。因此，在下文中，提出了C类差动LC振荡器，以实现低水平的相位噪声，同时实现良好的电流效率。
最后，如[14]-[16]所指出的，到目前为止被忽略的其他噪声源可能非常重要，甚至占主导地位。C类偏置利用尾电流源输出节点处的电容，与B类操作和Colpitts振荡器相比具有强大的优势，因为尾电容在过滤偏置电路中的噪声方面非常有效。第三节中报告的设计模拟表明，在C类振荡器中，对尾电流源相位噪声的相对贡献降低到几乎可忽略的lt;5%，而在B类操作中，尾电流源可能是相位噪声的主要来源之一[15]，[16]。与B类情况类似，在Colpitts振荡器中，尾电流源可以显著地影响整体相位噪声，尤其是对于较大的n
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