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通过TCAD来分析用于宽带功率放大器设计的RF-LDMOS的优势
A. Kashifa,*, S. Azam a, K. Hayata, and M. Imran a
a Centre of Excellence in Science and Applied Technologies (CESAT), Islamabad, Pakistan.
ahska74@gmail.com
摘要：计算机辅助设计技术（TCAD）提供了一种可选方法，用于在制造之前研究功率放大器（PA）设计，并且对于提取精确的大信号模型非常有用。本文基于计算负载牵引（CLP）分析，提出了从器件到电路级的设计方法，以研究的宽带PA的性能。为了验证TCAD方法，我们设计了具有输出匹配网络的宽带（1.9-2.5GHz）AB类PA。大信号模拟结果证实最佳阻抗值（Zf）可提供30.8dBm的理想输出功率。
关键词：功率放大器、负载牵引、时域分析、金属氧化物硅半导体
I.正文
今天的通信系统需要处理多个频带的信号群体在不同的应用，如手机，卫星通信等[1]。 宽带功率放大器（BPA）对于多标准多频基站发射机是必须的。然而，BPA设计不是一个简单的任务，因为晶体管输入和输出阻抗随频率，信号电平和偏置点而变化[2]。如今，LDMOS PA IC在市场上可用于CDMA，WCDMA和PCS频带应用。但是RF设计者面临PA IC和分立器件中的阻抗失配问题，这可能导致由有源器件的输出电容（Cgd）和电路寄生效应限定的带宽限制。
准确的大信号分析在P A设计中是重要的，以便了解RF器件的行为，或者通过负载牵引测量或基于晶体管的计算模型来提取[3]。负载牵引是提取等效电路模型的器件参数的有用方法，但其可靠性有时会产生疑问，因为在测量中，器件的参考点不可访问，因此，小的变化可能改变阻抗，因此PA 性能下降[4]。
TCAD是一种用于预制工艺的通用器件仿真工具，并基于半导体物理方程及其性质预测有源器件的电特性。计算负载牵引（CLP）仿真技术是TCAD中有用的方法，在实际电路环境中直接在器件级提取阻抗[5]。
在本文中，我们提出一种TCAD方法来分析横向扩散MOSFET（LDMOS）晶体管的BPA操作使用CLP技术作为第一步。选择了1.9-2.5GHz的频带（目前用于诸如GSM，CDMA，WCDMA和PCS等不同应用的广泛商业频带）。该方法提供了RF LDMOS的精确物理现象，通过其提取最佳负载阻抗并且有助于BP A设计以获得最大RF功率。该方法可用于分析用于BP A操作的任何有源器件的行为，而无需构建任何等效电路或大信号模型。该技术在第二部分解释，而其验证作为BPA操作在第三部分通过精确的宽带匹配网络集成解释。
II.TCAD中宽带功率放大器设计方法
在实践中，不同的CAD软件，如微波办公室，ADS和Cadence等是常用的，也有助于调整关键问题[6]。这种CAD工具主要使用有源器件的等效电路模型。这些模型是在器件在制造过程和负载拉伸测量中经过大量迭代后成熟时构建的。TCAD是从器件（初始）到电路级别表征晶体管的有吸引力的工具。时域仿真是通过将物理器件结构（诸如晶体管或二极管）与集总元件和源的香料模型耦合在一起的用于电路分析的TCAD的混合模式设置中的简单方式。在TCAD中的设备的物理模型可以显示在实际操作中发现的设备的几个显着影响。CLP模拟技术首先在摩托罗拉[7]开发并在Linkoping 大学升级[8]。因此，更容易为有源和无源负载设计放大器的精确匹配网络，并且是减少制造和负载牵引测量的迭代过程的直接方式。在没有任何附加电路的宽带匹配网络的设计中，提取并使用特性（或最佳）阻抗（Zf）。在TCAD中BPA的设计中遵循以下步骤：
图1.在1.9GHz的CLP模拟中获得的期望RF输出功率点（a）Pin与Pout和（b）Pin与增益以及1-dB压缩点的PAE
1.设计射频晶体管的结构，以获得直流解决方案中的最大漏极电流，击穿电压和导通电阻等。
2.选择和验证最佳偏置值w.r.t.输入信号电平接近I-dB压缩。
3.CLP模拟大信号分析，以获得所需频率的负载和源阻抗。
4.通过CLP仿真获得的具有特征阻抗（Zr）的匹配网络的设计。
5.在时域分析中以TCAD的混合模式最终验证BPA操作。
III.结果与讨论
RF-LDMOS晶体管广泛地用于RF IC，因为它们仅具有位于顶部的两个端子。 其次，LDMOS可以承受10：1的电压驻波比（VSWR），而BJT可以接受3：1。我们从前面的工作中选择了RF-LDMOS的二维（2-D）物理结构及其直流结果[9]。该结构最初由Infineon Technologies Nordic提供，如参考文献[9]中所解释的进一步修改。以下TCAD方法用于研究1.9-2.5GHz之间的频率下的BP A操作：
- RF-LDMOS的DC性能
RF-LDMOS晶体管的直流分析已经出版，可以在参考文献[9]中找到。阈值电压（Vth）为3.3V。线性区域中的最大跨导（gm）为约35mS，而在8.0V的Vg下的饱和漏极电流（ld（sat））为250nm（漏极电源保持在 5 V）。漏源极击穿电压（BVDS）为70 V.输入I-V特性的线性范围为4至6.5 V 4.5 V直流被选为AB类操作的静态点，以获得最大RF输出功率。
B.信号计算负载牵引（CLP）
i）1-dB压缩点
进行CLP模拟以获得I-dB压缩点。第一功率扫描在1.9GHz下进行。输出电压摆幅设置为在漏极处的48Vpp（峰峰值）正弦电压信号
终端根据CLP定义[8]。输入信号（Pin）从-3到11.6 dBm变化。通过Matlab中的快速傅立叶变换（FFT）将时域电流和电压信号变换到频域。使用所得的频率相关的电流和电压信号来计算大信号参数，例如功率附加效率（P AE），功率增益（Gain），阻抗（Z）和RF输出功率（Pout）。图1示出了针VS的曲线图。在输出功率为30.3 dBm时观察到I-dB压缩点。最大功率增益为24.8 dB，最大PAE为58％左右。
ii）通过CLP提取负载阻抗（Z）
在BP A设计中，最佳性能取决于有源器件在大信号操作下的行为。 因此，通常需要适当地调整输入和输出信号之间的幅度和相位延迟以变换最大RF输出功率。我们已经在[9]中观察到，RF-LDMOS晶体管在c1ass-AB操作中具有27.8ps的延迟响应。对于1.9,2.1,2.3和2.5GHz的频率，RF-LDMOS的阻抗相应地调整为19°、21°、23°和25°。图2显示出了RF-LMDOS的源和负载阻抗在归一化史密斯图上的复共轭。 我们观察到，由于根据RF-LDMOS延迟W.r.t操作频率的良好调整，提取的负载阻抗非常接近。最佳负载阻抗（Zc）由史密斯图上的矩形框表示。类似地，RF-LDMOS晶体管的源阻抗如图2所示。 并且在2.1GHz具有11.1 56i的值（复数部分变化plusmn;7°）。
图2.史密斯圆图显示了RF-LDMOS晶体管在1.9,2.1,2.3和2.5 GHz处提取的阻抗
CLP分析的相应大信号参数如图3所示。 PAE为53.2plusmn;0.6％，功率增益（增益）为22.3plusmn;1dB。增益的斜率是由于频率增加的增益滚降现象，并且可以通过输入匹配网络处的附加电路使其变平。实现了30.9dBm的RF输出功率。在CLP分析之后，选择200 84i的Zf来设计宽带输出匹配网络。
图3. CLP模拟中增益、Pout（输出功率）和PAE（功率附加效率）与工作频率的关系
C.宽带匹配网络的设计
在Z [，基于宽带输出匹配网络设计使用两级LC系列网络如图4所示。 [注：终端端口（term1）用于创建提取的RF LDMOS晶体管的特性阻抗，而其他终端端口（term2）假设为理想负载（500）]。 它的优化最初是在AgilentADSreg;中进行的。 后来优化的匹配网络在TCAD中被转换。优化宽带网络的S参数分析如图5所示。在从0.9到2.5GHz的频率范围内，Sll和S22小于-14dB。S21响应在整个频带中是平坦的。 VSWR也被测量并且具有1.4asymp;2的良好匹配的值）。封装寄生效应不包括在这项工作中，但它也可以根据封装规格作为匹配网络的一部分。
图4.基于集总元件的宽带（1.9 - 2.5 GHz）输出匹配网络
图5.输出匹配网络的S参数仿真结果
D.reAD中的宽带PA操作
为了观察物理RF-LDMOS在BPA操作下的原始响应，将设计的输出网络插入TCAD的混合模式，如图6所示。在具有相同的输入信号电平激励的不同工作频率下，在TCAD中再次进行时域仿真。由于低Q值（Q = 4），输出信号在第3个RF周期内达到稳定状态。通过FFT将时域结果转换为频域。BP A的结果如图7所示。由于匹配网络的限制，除了在0.9GHz（略微降低到29.6dBm），Pout为30.8dBm。我们观察了在史密斯图上的阻抗变换，发现在0.9 GHz时，50 0的只有71％。这是RF功率降级的原因，并且其效果也可以在P AE上看到，其由于图8中所示的较低电压增益（Av）而降低到42％。由于由于输入失配通过改变输入电流信号（lnnUn）引起的低的Pin值，增益在0.9GHz处约33dB处足够高，如图8所解释的。其它宽带频率具有几乎平坦的Av（如图8所示），因此，PAE为52-55％时保持30.8dEm的RF输出功率（见图7）。增益的变化可能由于输入电流（lrms_in）由输入阻抗失配的剧烈变化而发生。
图6.TCAD中宽带功率放大器原理图（输出端采用宽带匹配网络）
图7.在TCAD中采用宽带输出匹配网络设计，进行大信号分析，即输出功率，二次谐波、三次谐波、增益、PAE与频率的关系
图8. 在TCAD中使用宽带匹配网络设计，BPA的大信号行为分析，即电压增益和输入电流信号Irms（in）与的工作频率的关系
在BP A设计中，需要较低的高次谐波值以实现最大Pout。图7还示出了第二和第三谐波相对于频率。 该图表明在1GHz下，第二和第三谐波的相对电平分别为18和29dB，分别低于基波。 这些谐波电平与[10]中引用的FreeScale器件＃MRF281S相比相对较低。
从该方法，可以获得由于最佳阻抗匹配而导致的P A的最大带宽。 在达到600 MHz 3dB带宽之后，这些结果分别与[11]和[12]中提到的FreeScale LDMOS（MRF21030SR3）和LD8IC的Infineon Technologies LDMOS工艺相当。
所提出的TCAD方法提取BPA设计的最佳阻抗（Zf），其可以通过宽带匹配网络的设计来验证。 据我们所知，器件到电路级BPA设计方法迄今为止没有报道。 这种方法也可用于RF设计者设计具有以下优点的PA IC：
bull;在MMIC设计的情况下，紧凑布局是一个重要问题; 在TCAD中可以研究不同的P A技术或输出匹配网络方法以减小具有最佳性能的芯片的尺寸。
bull;优化有源器件或匹配网络可以直接在器件级进行设计优化（在这种情况下，我们在I-dB压缩点处获得了1.3WImrn的RF输出功率密度）
bull;可以在制造前通过器件级优化来缩短设计周期时间。因此，TCAD方法可以提供一种替代方法，以最简单的方式研究具有最佳性能的BP A设计，并且基于物理模型或性质覆盖所有类型的物理器件结构。
IV. 结论
开发了一种TCAD方法来设计和研究从器件到电路级的宽带功率放大器。 为了验证这种方法，设计了能够向50Omega;负载提供30.8dBm RF功率的AB类BPA。通过这种方法，可以在没有其他CAD工具所需的大信号模型或非线性模型的情况下充分研究BPA的最佳性能。 此技术也可用于识别P A设计中的性能kink效应是来源于有源器件还是其它寄生效应。 据我们所知，在TCAD中从器件到电路级的BPA设计方法尚未有报道。
鸣谢
作者希望感谢来自斯德哥尔摩华为技术公司的Ted Johnson博士和来自瑞典Linkoping的Linkoping大学的Crister Sevnsson教授的技术支持和讨论。
参考文献
[1] T.K. Quach, P. M. Watson, W. Okamura, E.N. Kaneshiro, A.K. Oki, D. Sawdai, R. D. Worley, et a\., Ultrahigh-efficiency power amplifier for space radar applications, IEEE J Solid State Circuit
37 (2002),1126 - 1134.
[2] P. Colantonio, Roma, F. Giannini, L. Scucchia, Matching network design criteria for wideband high-frequency amplifiers, Int. J of RF and Microwave Computer-Aided Engineering, 15(2005) 423 - 433.
[3] M.S. Hashmi, SJ. Hashim, T. Williams, J. Benedikt, and P.J. Tasker, A broadband control electronics for env
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