基于定时误差检测的相干光接收机自适应CD估计
针对相干通信系统，提出了一种基于Lee定时误差检测器（TED）的自适应色散补偿算法。通过组合Lee，s TED中的定时相位估计参数的同相和正交分量，可以产生对其他传输损伤不敏感的CD估计参数。与基于盲线性CD搜索的其他方法相比，所提出的估计方法需要更少的符号。另外，所提出的技术主要基于前馈定时阶段恢复，并且从硬件实现的角度来看仅需要很少额外的资源。在存在各种信道失真的情况下，使用不归零和奈奎斯特脉冲的偏振分复用四相相移键控以及16正交幅度调制系统的仿真结果表明可以实现高CD估计精度。
索引术语 - 数字信号处理（DSP），色散（CD）补偿，相干检测。
数字信号处理（DSP）和具有极化分复用（PDM）传输的相干检测启用多级调制格式正在成为推动未来光网络发展的重要部分。包括色散（CD），偏振模色散（PMD）和其他激光损伤在内的多种传输损伤可以通过使用功能强大的电子均衡器在电子学领域通过相干检测方式来进行补偿[2]。然而，为了解决未来光网络中所设想的可能会出现的动态交换传输链路配置的问题，需要单独来设计链路并且快速而准确的估计链路CD，以便于DSP单元进行适当的均衡。这是因为对于大的CD值来讲，使用诸如最小均方（LMS）的算法的自适应CD均衡这一收敛过程可能会需要很长的时间，并且可能最后的结果达不到预期的收敛目的。
在近期所取得的研究成果中，通过使用由训练序列的信道估计辅助的最小均方误差（MMSE）均衡器已经实现了CD估计; 时域（TD）或频域（FD）的频率域重叠频域均衡器（OFDE），其可以分类为“线性搜索”类和使用类似CMA的误差标准的“最佳匹配”;以及基于延迟抽头采样（DTS）技术，修改的DTS或FD自相关的盲估计算法的OFDE。此外，使用信号功率波形或FD Godard时钟频率检测的自相关无需迭代搜索的CD估计算法也被报告，估计所需的符号要少得多。这些方法的估计范围与快速傅里叶变换（FFT）块的大小成比例，通常需要数万个，这将需要相当多的硬件资源。它们也有与采样率有关的估计分辨率。相反，基于搜索预设范围的CD的算法将FFT的大小保持为低至几百，并且还能够以合适的FFT大小处理任意大的CD值，代价是相对较长的采集时间就估计目标CD值所需的符号数量而言。包括本文提出的线性搜索方法在内的线性搜索方法的缺点是它们需要连续加载新的CD补偿滤波器系数并在估计之前对输入信号进行预滤波，而诸如，中提出的方法需要一个单一的操作来估计目标CD值。在这封信中，我们提出了另一种基于线性搜索的盲自适应CD补偿技术，该技术使用从前馈符号定时误差检测器（TED）导出的参数来估计和自适应地补偿链路CD。与其他基于搜索的技术相比，该算法不需要对误差准则，或频域自相关进行任何常数估计。此外，由于不需要对多个FFT块进行平均，所以所提出的算法表现出相当高的精度和低复杂度，需要数据平滑或内插。仿真结果表明，对于各种FFT大小，所提出的算法所需的符号要少得多。所提出的算法在存在各种信道损伤的情况下也达到了可比较的精度。此外，所提出的算法是调制格式透明的，并且可以有效地实施到使用TD定时相位恢复（TPR）的系统。为了形成Lee的TED的CD估计器，我们研究了类似于时钟音的参数Fd = D2 G2，它独立于定时相位，并且适用于不同的调制格式。参数对于两种极化计算Fd并对其进行平均，以提供CD扫描和OFDE单元的反馈。注意，虽然D和G的计算可能看起来不平凡，但它确实利用了共享处理单元前馈符号TPR。因此，所提出的方法仅仅给带有Lee的TPR算法的系统带来只有两个乘法器和一个加法器。 D和G的计算独立进行，并将结果同时输入CD补偿和TPR插值单元。此外，和中讨论的Lee方法的修改版本可以作为附加附件轻松实现。粗搜索步骤（100 ps / nm）和精细搜索，具有24000 ps / nm内嵌CD的112 Gb / s PDM- QPSK系统的归一化CD估计参数Fd基于Lee的TED提出的CD估计器的步长（10ps / nm）。作为112Gb / s PDM-QPSK系统的累积CD的函数的所提出的CD估计参数Fd的示例性曲线的示例性曲线。通过线性扫描0至30000ps / nm，则采用步长为100ps / nm的粗略搜索步骤，然后进行第二步以10ps / nm的步长精细搜索。注意，通过仅使用256个符号（512个样本）并且没有多个数据块用于平滑和用于平滑的数字内插，粗略搜索步骤已经给出了非常明显的峰值，表明目标CD值和准确的CD估计容易通过精细搜索步骤曲线。在我们的研究中，未考虑激光频偏和极化效应，如偏振模色散（PMD）和偏振相关损耗（PDL），并假定时序相位恒定。另一方面，使用改进的DTS（M-DTS）[8]，时域CMA误差准则（TD-CMA以及使用Lee的TPR的系统的搜索过程。使用更小的步长和更多的符号可以进一步提高精度。此外，所提出的算法的性能在具有奈奎斯特脉冲形状的112Gb / s PDM-QPSK系统（即具有具有各种滚降因数p的升余弦形光谱的信号）上被验证。在OSNR上进行了300次独立试验，分别为20dB，16dB，12dB和10dB。奈奎斯特脉冲整形降低了所提出的算法的精度，因此FFT尺寸需要更大。变化的OSNR不会显着影响结果。估计标准偏差也随着奈奎斯特滤波器的滚降因子接近零而显着增加。结果表明，专门为奈奎斯特系统设计的自适应CD估计算法将在未来得到更彻底的研究。
本篇文章所得出的结论：针对数字相干接收机提出了一种基于李氏定时误差检测器的自适应色散估计和均衡算法。 仿真结果表明，该算法需要更少的符号来估计链路CD，并在存在各种信道损伤时提供准确的估计。 此外，所提出的算法可以通过与时域定时相位估计共享相同的资源来高效地实现，使其成为未来自动交换网络的重要组件。
第二篇文献的题目是基于32位/秒/赫兹光纤效率WDM传输超过177公里的少模光纤的相关研究，其摘要为我们以32 bit / s / Hz的记录频谱效率在177 km少模光纤的12个空间和偏振模式上传输32个WDM信道。 传输的信号使用12x12多输入多输出数字信号处理进行强耦合和恢复。
提高光网络的频谱效率是降低每比特成本的关键。尽管基于单模光纤的传输系统正在快速接近其容量限制，但新型光纤类型（如少模光纤和多芯光纤）上的空分复用有希望使每个光纤频谱效率得到另一个显着提高。最近，已经在名义上未耦合的多核光纤上演示了多个频谱效率记录，而在少模光纤上的空分复用（SDM）传输的初始演示集中在多输入多输出（MIMO）数字信号处理（DSP）长距离传输距离[1-6]。在这项工作中，我们首次展示了每个光纤核心的频谱效率，该频谱效率显着地超过了对于200公里长的标准单模光纤（SSMF）的非线性Shannon容量限制预测的约20比特/ s / Hz的理论极限）[7]。我们使用支持12个空间和极化模式的少模光纤（FMF）[6]和基于类似设计的光子灯笼的低损耗空间耦合器[8,9]。在我们的实验中，以20 GBaud的符号速率将12个16-QAM调制信号复用到一组12个正交空间和极化模式，并进一步复用到32个信道波分复用（WDM）中，从而产生在800 GHz的带宽上达到24.6 Tbit / s。信号通过三个59公里长的差分群时延补偿光纤在六倍循环回路中传输。基于自适应线性MIMO均衡器的高效频域实现的离线DSP处理被用于恢复信号。
FMF具有12个空间和极化模式
精确地12种空间和偏振模式，其近似于4种线性模式LP01，LP11，LP21和LP02，
LP11和LP21模式有两种退化。 GI配置文件使整个C频段内所有模式之间的差分群时延（DGD）最小化。建立紧密的DGD补偿跨度是困难的，并且可以通过使用多个光纤段来减少整体DGD，如支持3种空间模式的FMF所证明的[4]。对于支持6种空间模式的FMF，必须匹配三个DGD值，并且需要更多种类的补偿光纤。在图1（a）中我们显示了我们实验中使用的补偿光纤跨度的DGD图。在DGD图中，相对于LP01模式的组延迟的DGD值被绘制为距离的函数。跨度补偿高达350 ps，并且在DGD（最慢和最快可能路径之间的时间差）中具有10.8ns的最大偏移。通过确定100 ps测试脉冲的传播时间来测量DGD
通过使用基于相位板的模式耦合器[1]，每次有选择地耦合到每个FMF模式。 FMF在某些光纤段中表现出LP21和LP02模式之间的强耦合，这在设计上具有传播常数的小差异。如10km光纤所观察到的，模式耦合表现为将测试脉冲扩大到大约600ps。相反，在LP01和LP11模式下观察到尖锐的脉冲响应峰值。
对于LP01和LPn，FMF的有效面积为〜90 | m2;对于LP21，FMF的有效面积为〜120 |mu;m2;对于LP02模式，FMF的有效面积为〜180 |mu;m2。 LP01模式的损耗为0.2 dB / km，所有模式下的色散约为18 ps /（nm km）。图1a）中绘制的4个纤维片段使用商用熔接机拼接在一起，并且没有观察到来源于拼接的显着损失。总跨距损耗为13 dB，图1b）显示了复合光纤跨度的强度脉冲响应，通过MIMO信道估计得到，然后对所有12x12个别脉冲响应进行强度平均。脉冲响应显示出大约1 ns宽的中心峰值，并且具有18 dB抑制的附加旁峰产生了光纤接头。所有的峰都包含在以主峰为中心的9纳秒时间窗内，这表明预期10纳秒的均衡器窗口具有良好的传输性能。
3.基于3D波导的空间复用器
在我们的实验中，我们使用基于3D波导（3DW）设计的空间多路复用器，如图2b）所示，以发射和接收来自FMF的信号。空间复用器类似于光子灯笼（PL）设计[8,9]，并且由多个单模波导组成，它们靠近在一起形成超级模式，其近似于要耦合到的FMF模式。两个耦合器名义上都是相同的设计，由折射率对比为An = 0.7％的6mu;m芯组成。核心以线性排列开始，SSMF侧的间距为127mu;m，然后合并到一起，直到它们形成由中心点和7.5个半径上的5个离轴点组成的期望斑点图案。由于超模具有比FMF模式更大的模场直径，因此使用放大率为70％的成像系统。在整个C波段，每个耦合器的模式相关损耗（MDL）为2.5 dB，插入损耗（IL）低于3.5 dB，仅略高于1.8 dB MDL和1 dB IL的理论值。与基于相位板的耦合器[1]相比，该耦合器直接从特定的LP模式发射和检测信号，3DW多路复用器将信号功率同等地发射到模式的线性组合。在相干MIMO传输中，只要耦合器的变换是单一的，DSP中的信号功率在多种模式下的分布就可以不受影响地取消。在我们的实验中，图1中描述的59公里FMF跨度的MDL，包括3DW-SMUX，为6 dB，这通常会产生良好的传输性能。
4.相干MIMO传输实验
根据图2a）进行FMF跨度上的传输。通过交织由8个激光器组成的两个分布反馈激光器（DFB）组（每个间隔100GHz）来产生具有25GHz间隔的32个WDM信道。随后使用以12.5-GHz音调正弦驱动的LiNbO3 Mach-Zender调制器（MZM）将产生的50GHz间隔的16个波长信道加倍。所得到的32个25GHz的波长用交织器分开，并使用两个独立的双嵌套LiNb〇3MZM（DN-MZM）进行调制。在马赫曾德调制器中，输入的光信号在Y 分支器(3dB 分束器)上被分成振幅和相位，完全相同的两束光，并且随着光波导在上下两支路上进行传输。如果两平行臂完全对称，在不加调制电压时，两支路光束在输出Y 分支器内重新合并成与原输入光信号相同的光束，单模波导输出。如果在调制区上加调制电压，则由于等离子体色散效应，光波导折射率发生改 变，从而使得两平行臂中两束光的相位发生改变。设两臂相位差为Delta;phi;，当Delta;phi; 为０°（相移为0）时，则光束在输出Y 分支器内发生相长干涉，此时得到代表逻辑lsquo;1rsquo;的“开状态”信号；当Delta;phi; 为180°（相移为pi;）时，光束在输出Y 分支器内发生相消干涉，此时得到代表逻辑lsquo;0rsquo;的“关状态”信号。这样，通过对调制电压进行调节可以产生不同的信号，从而实现对信号的编码。
马赫曾德调制器可以由单个电极结构驱动也可以由两个电极结构驱动。如果在两个电极驱动结构中，两驱动电压有pi; 相位偏转（即电极上施以互为相反相位变化的电压），称为双驱动推挽式马赫曾德调制器(DD-MZM)。由于DD-MZM 可以实现低电压驱动，再加上它的啁啾可调特性，使得它在大功率高速率长距离光通信传输中成为必备的光调制器件。
两个DN-MZM由两台工作在30 GS / s的6位数模转换器（DAC）驱动（Micram VEGA DAC II）。两个De Bruijn四元序列（DBQS）长度为131072，由不同的计算得到
生成多项式用于20-Gbaud 16-QAM信号的同相（I）和正交（Q）分量。波形以0.1滚降的根升余弦（RRC）形状进行数字预滤波，并预先强调了DAC和DN-MZM的带宽限制。我们使用外腔激光器（ECL）作为被测通道的光源，第二个ECL作为本地振荡器（LO）用于intradyne检测。所调制的波长信道被无源组合并使用偏振分束器（PBS）进行偏振复用，在正交极化之间引入400ns（8000个符号）的延迟。所得到的极化复用信号（PDM-16QAM）然后被进一步分成6个路径，在后续路径之间具有49ns的相对延迟。选择所有延迟以便在接收机的MIMO均衡器窗口上产生12个完全去相关的信号副本。延迟的信号拷贝被馈送到通过3DW-SMUX连接到FMF的6倍循环回路的入口部分。最后，信号从环路中提取出来，并由掺铒光纤放大器（EDFAs）和6个偏振分集相干接收机（PD-CRX）进一步放大。来自PD-CRX的24个电信号由24通道的模块化数字存储示波器（DSO）（LeCroy Lab-Master 9 Zi）捕获，可扩展到80个通道。 DSO的运行速度为40 GS / s，带宽为20 GHz。捕获的波形使用[10]中描述的支持12个通道的MIMO DSP算法离线处理。该算法实现了12times;12前馈均衡器（FFE）的网络，其具有对应于20ns的均衡器存储器的800个半符号间
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