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用于300GHz太赫兹通信的50Gb/s直接转换QPSK调制器和解调器MMIC
Ho-Jin Song，IEEE高级会员，Jae-Young Kim，IEEE会员，Katsuhiro Ajito，IEEE会员，Naoya Kukutsu，IEEE会员和Makoto Yaita
摘要
我们展示了直接正交调制器和解调器单片微波集成电路，用于基于正交相移键控（QPSK）调制格式的300 GHz的未来太赫兹通信。对于调制和解调信号，我们采用半吉尔伯特单元混频器，通过简单的电路配置提供平衡信号和转换效率的中等性能。为了保持调制器和解调器的平衡性能，无源平衡-不平衡转换器和耦合器采用薄膜微带线实现。与倒置微带线（IMSL）相比，薄膜微带线插入损耗更小，而基于IMSL的有源混频器用于短互连。半吉尔伯特单元混频器具有足够宽的工作带宽，可在300GHz时实现10％以上的高吞吐量通信。根据调制器的静态星座图，预计不平衡将小于plusmn;0.6dBang;4°。以高达60Gb/s的速率进行非芯片背对背实验，并且以或更低的数量级的低误码率验证50Gb/s操作。结果表明，QPSK调制方案可用于使太赫兹频率的数据速率加倍。
索引术语-半吉尔伯特单元混频器，正交调制器和解调器，正交相移键控（QPSK）调制，太赫兹单片微波集成电路（MMIC），太赫兹无线通信。
第一部分
介绍
太赫兹波段因其巨大的带宽而在未来的高吞吐量无线通信系统中引起了极大的兴趣，特别是对于短距离应用。自从首次演示基于时域光谱的飞秒激光的庞大系统在太赫兹波上传输音频信号以来，已经在100GHz以上的载波频率上进行了几次试验，主要是使用振幅键控（ASK）或开关键控（OOK）调制方案。随着设备技术的进步，吞吐量最初仅为每秒几千兆比特，并且稳步增长。通过使用宽带光子发射器和二极管检测器，已经在300 GHz下演示了24Gb/s无差错数据传输。发射器和接收器单片微波集成电路（MMIC）也已采用最先进的电子器件技术实现，并且使用这些MMIC，已经以20Gb/s或更高的数据速率证明了简单的无线链路。所有上述结果清楚地表明，即使使用简单的调制格式，太赫兹波在无线系统中实现非常高的数据速率有着很大的潜力。
但是，当我们考虑进一步提高数据速率时，使用ASK格式是否合适是值得怀疑的。虽然ASK非相干接收器提供非常简单的系统结构，但不适合频率复用以增加数据吞吐量。而且，由于ASK格式的频谱效率低于每赫兹一位，因此需要非常大的带宽，例如，100Gb/s的带宽超过100GHz，这导致开发前端面临许多其他挑战，如终端组件中的功率放大器，混频器和天线。从这个意义上讲，即使对于太赫兹通信，正交相移键控（QPSK）方案也是更好的选择，它提供两倍的频谱效率和具有中等复杂度的频率复用能力。
最近，有一些关于100GHz以上无线通信的正交调制器和解调器的报道。利用这些设备，QPSK和8进制相移键控信号的生成和解调的数据速率是相同带宽中ASK信号的两到三倍。我们还提出了一种300GHz直接QPSK调制器，在静态条件下表现出非常小的I/Q不平衡，小于plusmn;0.6dBang;4°。
在本文中，我们提出了一组直接QPSK调制器和解调器MMIC，可以在300 GHz下处理高达50Gb/s的数据速率。MMIC采用最先进的InP HBT技术制造。每个MMIC由有源电路，利用倒微带线（IMSL）的半吉尔伯特基于单元的混频器和诸如混合耦合器，Wilkinson功率合成器和两个鼠标耦合器的无源电路组成，所有这些都部署了前向薄膜微带线（TFMSL）。片上背对背测试在I和Q通道中以高达60 Gb/s，30Gb/s的速率进行，并带有外部本地振荡器（LO）驱动器。
在第二部分中，我们介绍了有关集成电路（IC）设计和工作中使用的工艺技术的背景和考虑因素。在第III节中，我们描述了IC设计的细节：包括电路元件的仿真和测量结果。接下来是静态QPSK信号生成的实验结果和第IV和V部分的片上背对背测试。
第二部分
设计背景
- 设计中的考虑因素
利用ASK调制方案，在300GHz下已经证明了20Gb/s或更高的数据速率。那时，限制最大数据速率的RF前端的带宽约为40GHz或更低。假设带宽相同，QPSK调制格式的数据速率将增加一倍，达到40Gb/s或更高。由于在这项工作中目标的QPSK信号的信号带宽太宽而无法在IF中处理，我们采用了直接转换方案。如果IF为50 GHz，则相对信号带宽约为80％。通常，在该宽带上保持均匀的特性（例如，增益和群延迟）是非常具有挑战性的。因此，对于同时利用所有大带宽的太赫兹通信，由于其不完美的均匀性，超外差结构通常以其对直接转换系统的优异灵敏度而众所周知，很可能引起数据信号的失真，并且最终导致整个系统性能下降。
然而，直接转换系统经常遭受由接收器电路的非线性产生的dc偏移。我们确定了在解调后产生直流偏移的两个主要组合，其以简化形式在图1中示出。第一个是在接收的RF信号中的载波分量和LO泵浦之间混合。另一种是LO泵浦信号的偶次谐波。由于输入RF信号到接收器或解调器的功率通常远小于LO的功率，因此RF信号的偶模谐波的贡献可以忽略不计。为了解决这些问题，我们选择了基于半吉尔伯特单元的平衡配置用于调制器和解调器（参见图2中的简化框图）。图2中的单平衡配置可以有效地抑制调制器中LO信号的泄漏和解调器中的偶模谐波。此外,所有电路都可以采用比双平衡电路更简单的布局。
同步I和正交Q信号路径之间的不平衡，也是定义QPSK系统性能的最重要因素之一，也在本工作中得到了考虑。不平衡是由有源或无源元件的不平衡引起的。有源或无源元件应在两个信号路径中具有对称性。如果我们忽略制造过程中的空间变化，这在设计过程中无法解决，那么90°混合耦合器的幅度和相位误差（如图2所示）直接影响整个平衡性能。然而，由于混合耦合器中的90°相位差是由于路径长度差异造成的，所以除非传输线的损耗是有限的，否则幅度的不平衡是不可避免的。换句话说，必须选择一种传输线，该传输线为较小幅度的不平衡提供较少的损耗。另外，如果我们假设材料的物理参数和制造中的电路尺寸与设计中的电路尺寸之间存在差异，则更快的波传输线将有利于最小化混合耦合器的相位误差。
- 工艺技术和传输线路
在这项工作中，我们使用了具有250nm发射极和基极结宽度的基于InP的异质结双极晶体管（HBT），这与使用的技术相同。在这项工作中，最大的区别是InP衬底被减薄到50mu;m和采用穿衬底通孔来抑制衬底模式并稳定接地平面的电位，并且用厚金属封闭衬底的背面。在IC=8mA/和VCE=1.8V的偏置点处，HBT分别表现出大约370和650GHz的外推ft和fmax。图3显示了该工作中使用的制造工艺的横截面。提供具有苯并环丁烯（BCB）层间电介质的四级金属层用于布线和互连。
通过这个过程，我们评估了两种不同的输电线路:TFMSLs和IMSLs。TFMSLs以M1为地平面和信号线的其他层实现，IMSLs以M4和背面金属为地，M1为信号。使用IMSLs，信号线与HBTs电极处于同一水平，因此可以实现短而低电感的互连。另外，使用M4作为信号线的TFMSLs由于使用了较厚的M4作为信号，因此具有较好的插入损耗特性。图4显示了模拟和测量插入损耗输电线路在50Omega;。为了公平比较，对传输线的半波长数据进行了归一化处理。为了消除晶圆上探测板的影响，采用在同一晶圆上制作的推力反射线(TRL)测试图进行了晶圆上的标定。根据有限元方法(FEM)模拟, 50Omega;的TFMSL、IMSL线宽的半波长大约分别为11-480mu;m和7-240mu;m。由于衬底的介电常数较高，IMSL的有效波长明显较短。从图4可以看出,在300GHz下，TFMSL的模拟插入损耗约为0.5dB，而IMSL的模拟插入损耗大于3dB。
考虑到II-A节中提到的设计考虑，我们选择了TFMSLs用于混合耦合器和其他相对较大和较长的无源元件。
第三部分
MMIC的设计
- 鼠道耦合器巴仑
在这项工作中，大鼠赛跑混合耦合器被用来转换单端到差分对或反之亦然。为了减小插入损耗，采用以M4为信号线，以M1为接地线的TFMSLs实现耦合器。与传统的300GHz圆形商业竞争耦合器相比，其电路的直径约为460mu;m。由于I和Q信号通路需要并联两个baluns，所以电路中baluns需要的总空间预计大于1mmtimes;0.5 mm，这对于MMICs来说太大了。为了减小鼠道耦合器的尺寸，我们在端口之间折叠了传输线。图5比较了传统布局和折叠布局。如果我们减少折叠线之间的距离太多，它们之间的耦合就会变得更强，最终耦合器就不会像平衡杆一样工作。为了确定线路的分离，我们在有限元模拟中提取了300GHz下的偶模和奇模阻抗，计算了并行传输在多个分离点的耦合系数。在仿真模拟中,线宽设置为5.6mu;m，特性阻抗为70Omega;。耦合系数C由下式给出：
其中、分别为并联输电线路的偶模阻抗和奇模阻抗。
图6为计算出的平行线间隙耦合系数。可以看出，较大的间隙抑制了线与线之间的耦合。在这项工作中，我们设置折叠线10mu;m分离，这将导致线之间的耦合不到minus;20分贝。优化设计占地面积仅约160mu;mtimes;160mu;m一个变压器，这是大约十分之一的空间所需的耦合器与传统环的形状。图7为差分对从单端输入到双端输出的插入损耗和相响应的实测不平衡特性。采用TRL定标技术对测量结果对片上垫片的影响进行了去嵌入。在300GHz下，P3芯片端折叠的鼠环耦合器的幅值小于1dB，相位小于5°。图5中从P1到P2和P4的插入损耗在300GHz时约为4.3dB，这意味着1.3dB的额外损耗。
- 90°混合耦合器
在这项工作中，通过LO信号路径上的分支线耦合器实现了正交信号传输。 根据一般设计规则，分支线耦合器占据lambda;/4times;lambda;/4的面积，在这项工作中使用的TFMSL约为230mu;mtimes;230mu;m。 由于传输线比鼠标耦合器中的传输线更短且更宽，折叠线在减少该工作中的占用面积方面不那么有效。图8显示了制造的分支线耦合器的模拟和测量特性。可以看出，在300GHz时，幅度和相位的不平衡也分别小于1dB和5°。虽然操作带宽比鼠标耦合器窄，但这对于高数据速率操作来说不是问题，因为分支线耦合器仅处理300GHz LO信号。测量输入到两个正交输出的插入损耗在300 GHz时约为5.1dB，隔离端口上有片上终端。
- Wilkinson功率组合与分割
采用威尔金森功率组合器对射频信号进行组合或分割，具有工作带宽大、结构简单等优点。图9为威尔金森功率组合器的布局。两个lambda;/4手臂折叠保持适当的差距插入100Omega;隔离电阻的两臂,这样归纳互连线可能会缩短。图10为测量到的P1到P2和P3的插入损耗，如图9所示：可以看出振幅不平衡。在整个测量频率范围内，被测振幅不平衡小于plusmn;0.5dB。插入损耗随频率略有增加。在300GHz左右，插入损耗约为4dB。
- 混频调制器
为了抑制输出射频信号中的载流子成分，我们使用了半吉尔伯特细胞混频器，它在射频上提供平衡的信号，从而在低射频隔离中获得了中等的性能。简单的电路配置和布局是我们选择半吉尔伯特单元配置而不是全吉尔伯特单元配置的另一个原因。图11为调制器单元混频器包括偏置网络的示意图。由于HBTs的ft在深度有源区域略高于300GHz，我们决定使用差分数据信号驱动开关晶体管Q1和Q2，而不是使用300GHz LO信号。在这个配置中,微分输出电流,可以表示如下:
其中和分别为Q1和Q2的集电极电流，为Q3的直流集电极电流。和分别为LO和差分数据信号的输入电压，VT为300k时的热电压，约为26mv。
注意tanh(x)只有x的奇阶分量，因此假设差分输出信号路径中存在完美的平衡，则不携带数据的载波分量不会出现在输出信号处。
当Q7为6times;0.25Q1asymp;Q6具有相同的晶体管的发射极基极结面积为3times;0.25。该混合器是为4V的单电源设计的。Q3偏置在IC=5.4mA/附近，其中HBT可以提供小增益，输入和输出匹配正确，而Q1和Q2在IC=2.7mA /附近的低电流密度下工作，实现高效切换消光比。为了将直流偏置网络与射频信号通路隔离开来，我们使用了TL1asymp;TL2和TL4asymp;TL6的高阻抗四分之一波长传输线。晶体管与传输线之间的所有互连，包括TL1asymp;TL3，整个电路被M4接地线覆盖，同时利用M1形成IMSL结构。由于核心晶体管之间的互连长度(Q1asymp;Q3)会影响到所有电路的带宽性能，但在实际布局中不能忽略不计，因此我们将TL3作为传输线，对其进行带宽和转换效率的优化。为了描述单端晶圆探针混合器的特性，我们在RF输出端添加了一个鼠道耦合器balun。制作的半吉尔伯特电池混合器在4V电源下消耗约5.5mA。
图12显示了在300GHz下固定LO信号和单端数据信号输入的测量转换增益。使用功率计（Erickson PM4）进行带有频率扩展的矢量网络分析仪（VNA）的功率校准，并通过去嵌入损耗的功率计将用于功率测量的参考平面移动到晶片上探针的末端。单端0.3Vpp正弦信号输入到一个差分数据输入端口，频率扫描范围为0.1到30GHz。在探头末端，乘法器链的最大可用LO功率预计约为-5dBm。从图12中可以看出，转换增益约为-15dB，LO泵浦为-5dBm，包括鼠标耦合器巴伦的插入损耗。根据仿真，即使LO功率较高，最大转换增益也不会达到-10dB。虽然转换损耗非常高，但混频器在280到320GHz的频率范围内表现出均匀的转换。仅考虑带宽特性，混频器将能够成为I或Q调制大于20Gb/s的数据流，这意味着可以产生40Gb/s或更高的QPSK信号。
- 用于解调器的单元混频器
用于解调器的单元混频器的设计也基于半吉尔伯特单元配置。 图13显示了混合器的示意图。与调制器混频器不同，解调器混频器集成了用于解调数据的缓冲放大器。由于LO
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资料编号：[2787]
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