带红外遥控器的dc-SQUID读出电子器件
作者：G. Torriolia，P. Carellib
摘要
众所周知，电磁干扰（EMI）会恶化直流SQUID以及基于约瑟夫森结的任何其他器件的特性。 一般而言，dc-SQUID电子元件由位于设备附近的头部和控制单元制成，用户可以在其中调节设备的设置参数。 连接控制单元和磁头的电缆可能是EMI的通路，除非提供小心的屏蔽和过滤。 这个问题在直接耦合电子学中与冷却变压器的读出方案相比更为严重。 在这里，我们提出一种电子器件，其中连接电缆已被消除，并且数据参数设置由普通的红外遥控器（如用于家用电器的那些）进行。 遥控器可以完全控制设备：可以选择dc-SQUID偏置电流，锁定点，操作模式（开环或ux锁定循环）和反馈参数。
关键词：dc SQUID; 读出电子器件; 红外遥控器
1.介绍
dc SQUID是非常灵敏的磁力计，但具有非线性特性，因此读出电子器件的主要目的是线性化输出而不降低器件的噪声性能。 到目前为止，已经开发了两种主要的线性化电子器件，一种使用调制信号[1]和器件输出与室温前置放大器之间的匹配电路（变压器或谐振电路），另一种直接将SQUID输出连接至前置放大器。 最后一个通常会使用额外的正面反馈APF）电路[2]以增加SQUID响应度。 直接耦合方案不使用调制和解调电路，可以大大降低电子设备的复杂度，但由于直接连接，它对电磁干扰（EMI）更为敏感。 电子设备通常由安装在低温探头顶部的头部和一个控制单元组成，通过SQUID和操作链的偏置点实现整个遥控器。 连接控制单元和磁头的电缆是设备上EMI的主要来源，特别要注意屏蔽和过滤，尤其是在非屏蔽环境下工作时。 在这里我们介绍一种新的电子元器件，其中连接电缆已被消除，参数的设置已通过普通的远程红外控制实现。
2.系统描述
该系统工作在传统的ux锁定环路（FLL）[3]中，前置放大器直接连接到dc-SQUID输出。 电子设备位于低温探头的顶部，并且通过使用RC-5标准（这是商用家用电器中使用的标准）的远程红外控制进行控制。 在图1中示出了电子设备的方案。 低噪声前置放大器基于四个匹配的双极晶体管对（SSM-2210，模拟器件）并联，并且其白噪声约为0.5 nV / Hz。 所有的操作设置都通过遥控器发送到电子设备。 红外探测器连接到微控制器（PIC16F84，微芯片技术），用于解码RC-5命令。 我们将遥控器的一些按键与电子设备中的相应命令相关联。 根据解释的命令，微控制器生成要发送到各种执行器（数字微调器或模拟开关）的信号，以完成相应的任务。 已经实现了七个命令：在V-U特性中建立工作点的偏置电流设置（Ib），电压偏置设置（Vb），工作模式（监控模式或反馈模式） ，在V-U特性中选择对应于负反馈的斜率，选择两个反馈电阻之间的选择积分器中
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图1 dc-SQUID红外遥控电路原理图
的两个时间常数和系统复位。
直流SQUID和电压偏置Vb的偏置电流Ib由两个数字调整器（X9C503，Xicor）建立，分辨率为一百步。 在SW1，SW2，SW3，SW5和SW8的作用下，微控制器可以在两种操作模式之间选择监视模式或反馈模式。 在监视器模式下操作时，SW1和SW5打开时SW2，SW3和SW8闭合。 因此，反馈回路打开，三角波被注入反馈线圈，在SQUID中提供几个U0的ux扫描，并且积分器的电容器被电阻R3短路，所以该阶段工作像放大器一样。 在这种配置中，可以在输出端显示V-U特性。 在反馈模式SW2中，SW3和SW8打开，而SW1和SW5闭合，系统以FLL工作，因为积分器输出端的信号是通过反馈线圈和反馈电阻（Rf）发送回SQUID。 在反馈模式下工作时，通过短路积分电容器来执行系统复位。 这是通过向控制监视器/反馈模式的线路发送一个脉冲来完成的，以便只有SW2受到控制（因为发送给其他开关的命令是低通滤波的）。 根据SW7，馈送到SQUID的反馈电流的方向可以改变，从而可以选择设定工作点的V-U特性的斜率。 实施的最后两条命令给出了在两个不同反馈电阻Rf1和Rf2作用于SW6之间进行选择的可能性，以及两个不同的积分电容CI1和CI2 4，因此可以选择四个反馈参数。
当没有来自IR接收器的信号时，在几秒钟内，微控制器进入休眠模式，在该模式下，本地振荡器开启o以避免对设备造成任何干扰。 这个功能是通过微控制器通过包括D1，R1和C1的网络来感知IR接收器来实现的，其输出在没有信号时处于高逻辑电平，而当处于低逻辑电平时处于低逻辑电平信号存在。
3.结果
所使用的直流SQUID在IESS设施中开发，并在其他地方描述[4]。 当采用双直流SQUID配置测量时，这些器件显示出非常低的噪声（接近0.9 K时的量子极限）。 为了更好地测试EMI对器件的影响，我们使用由于较大分流电阻而具有V-U特性的滞后区的直流SQUID：实际上，这些特性特别受到RF干扰的舍入或抑制。 在图2中，相同直流SQUID的V-U特性与两个相同的低温探头相同
图2 在相同的偏置电流下，使用电缆控制（a）和远程控制（b）读出电子设备所获得的V-U特性之间的比较。在这两种情况下，偏置电流约为110mu;A
图3 在4.2 K测得的等效ux噪声谱密度
不同的读数被给出：（a）用通过电缆连接的遥控器的常规读出，（b）用IR遥控器。 我们选择对应于器件高响应度的偏置电流。 虽然这两种读数方案都表现出不规则的特性，但只有具有红外遥控器的那个显示出明显的不稳定性和滞后现象的uxes间隔。由于高内在响应度（也有几个mV / U0），我们能够测量低至0.85 lU0/ Hz的噪声，而无需使用图3所示的APF方案。该工作点原来是高响应性条件和内在低水平之间的最佳折衷方案。设备的噪音， 噪音较低的前置放大器会产生更好的噪音。
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4.结论
我们开发了完全由红外遥控器驱动的dc-SQUID读出电子器件。 这种读出方案被证明适用于表征直流SQUID的特性，特别是在EMI干扰环境中工作时。 此外，缺少控制电缆减少了微音噪音，使得该系统适用于对振动敏感的实验。 由于这些原因，该电子设备被用于重力条共振实验，其中直流SQUID被用作低噪声前置放大器，耦合到高Q机械模式[5]。
参考文献
- F. Wellstood，C. Heiden，J. Clarke，Rev. Sci. Instrum. 55（1984）952.
- D. Drung，R. Cantor，M. Peters，T. Ryhanen，H. Kock，IEEE Trans。 MAGN。 MAG-27（1991）3001.
- RP Giard，Proceedings of SQUID 80 Superconducting Quantum Interference Devices and their Applications，de Gruyter，Berlin，1980，p.445.
- P. Carelli，MG Castellano，G. Torrioli，R. Leoni，Appl.Phys. Lett. 72（1998）115.
- P. Carelli，MG Castellano，C. Cosmelli，V. Foglietti，I. Modena，Phys. Rev. A 32（1985）3258.
用于片上ESD保护的无额外工艺成本超低电压接触晶闸管
作者：单毅；何军；黄文毅
摘要
在晶圆厂用于静电放电（ESD）保护的0.18mu;mCMOS工艺中，提出并实现了一种新型晶闸管。 没有额外的掩膜层或工艺步骤，新型超低电压触发晶闸管（ULVT晶闸管）的触发电压低至6.7 V，ESD稳健性超过50 mA /mu;m，可实现有效的ESD保护。 与传统的中压触发晶闸管（MVT晶闸管）相比，新型结构不仅具有较低的触发电压，而且在正负ESD消除条件下也能提供更好的ESD保护。
关键词：晶闸管; 静电放电; 超低电压触发; 正; 负
1.介绍
静电放电（ESD）损坏已成为深亚微米CMOS集成电路（IC）产品的主要可靠性问题。 为了克服这个ESD问题，在CMOS IC的输入，输出和电源焊盘周围增加了片上ESD保护电路。 与传统的保护装置相比，晶闸管经常用作ESD保护元件，因为它们具有出色的保护功能[1minus;3]。
CMOS工艺中传统的中压触发晶闸管（MVT晶闸管）的结构如图1所示。当正ESD脉冲在阴极接地时在阳极上跳变时，MVT晶闸管的触发电压主要取决于对N / P阱结的击穿电压; 一般来说，它高于栅氧化层击穿电压[4]。 所以，这种结构不能有效地保护内部电路的栅极氧化层，并且有必要降低触发电压。 另一方面，当负ESD脉冲在阴极接地时在阳极上跳变时，由P阱和具有低工作电压（0.7V）的N阱形成的正向偏置二极管用于放电ESD当前。 但是，正向二极管的保护水平低于正向晶闸管的保护水平。
为了降低ESD保护结构的触发电压，在某些设计中增加了静电放电注入，并且可以显着提高ESD稳健性[5, 6]。 然而，由于额外的掩模层和工艺步骤，IC的制造成本也增加了。
本文提出了一种新型超低压触发晶闸管（ULVT晶闸管）ESD保护结构。 在正向和负向ESD切换条件下，ULVT晶闸管结构可以用低触发电压触发。 而且，新的结构没有额外的掩模层或亲步骤; 所以，不需要额外的工艺成本。 这项工作已经在GSMC的0.18-mu;mCMOS工艺中成功验证。
2.新的ULVT晶闸管ESD保护结构
在典型的0.18mu;mCMOS工艺中，通常有两种器件：1.8V核心器件和3.3VI / O器件。 图2显示了新建议的ULVT晶闸管结构的横截面图，其中插入了特殊的NMOS。该NMOS的栅极氧化层是3.3V厚的栅极氧化层。 然而，在“A”部分中，注入1.8V N型轻掺杂漏极（NLDD）和P型晕（PHALO）注入，这些注入总是用在1.8 V薄栅极氧化层NMOS中。 NLDD和PHALO植入共用相同的掩模，通常用于克服热载流子可靠性问题和短沟道效应。 在ULVT晶闸管中，这个NLDD / PHALO连接点只需通过执行逻辑布尔运算而无需使用额外的面具。
图1 CMOS工艺中传统MVT晶闸管的横截面图
图2 CMOS工艺中新推出的ULVT晶闸管的横截面图
图3 NLDD / PHALO和N / P阱结净掺杂的TCAD模拟结果
通过TCAD，测量NLDD / PHALO和N / P阱结的净掺杂。 结果如图3所示。前面的结更陡峭，掺杂浓度远高于后者。 因此，在相同的反向偏置电压下，NLDD / PHALO结的耗尽区宽度远小于N / P阱结的耗尽区宽度。 由于前者的结点将在比后者更小的电压下击穿，因此它成为触发的主要结点。
当阳极施加正ESD脉冲并使阴极接地时，即使在晶闸管触发之前，NLDD / PHALO结也会快速向P阱提供泄漏电流。 由于电压在衬底电阻上积聚，此泄漏电流将提升寄生NPN晶体管的基极电位（T2）。 随着阳极电压升高，T2最终导通，并且T2的集电极电流偏置寄生PNP晶体管（T1）。 随后，T1也打开。 这启动了正反馈再生机制[7]，其触发由T1和T2形成的晶闸管。
当一个负ESD脉冲施加在阴极接地的阳极上时，寄生NPN晶体管（T4）的基极/发射极结可以很容易地被正向偏置。 随着阴极和阳极之间的电位差变大，T4将导通。 随后，正反馈再生机制可以很容易地触发由T3和T4形成的晶闸管。
在典型的0.18-mu;mCMOS I / O库中，I / O电路也有两类：一个用于1.8 V IO垫，另一个用于3.3 V IO垫。 在3.3-V IO应用中垫始终需要接受3.3 V信号或电源。
图4 在正ESD脉冲下测试结构的TLP测量的I-V曲线
这种ULVT晶闸管可以安全地用于其中，因为3.3V厚的栅极氧化层可以在正常工作条件下维持这样的电压，而无需栅极氧化层可靠性问题。 另一方面，在1.8V IO应用中，ULVT晶闸管也适用，因为它具有低触发电压以保护内部电路的薄栅极氧化层。
3.实验结果和讨论
3.1 传输线脉冲（TLP）测量
典型的MVT晶闸管和新推出的ULVT晶闸管结构已在GSMC的0.18-mu;mCMOS工艺中制造。 两种设备的宽度均为35mu;m。 使用传输线脉冲（TLP）和正ESD脉冲，ULVT晶闸管的触发电压（6.6 V）低于MVT晶闸管（13.2 V），如图4所示。与MVT晶闸管相反，在ULVT晶闸管的曲线中发现较大的导通电阻。 这是因为如图2所示，等效N阱电阻与T2的发射极串联。这也使得ULVT晶闸管的第二击穿电压VT2变得大于其触发器电压VT1。 这一特性有助于提高ULVT晶闸管的导通均匀性。 在实际应用中，这种结构总是用于3.3V IO设计中以保护内部电路。 在这个0.18-mu;mCMOS工艺中，3.3V器件的栅极氧化层击穿电压约为11 V.因此，图4中电压大于栅极氧化层击穿电压的点被认为是毫无意义。
在负ESD开关条件下，两种结构的TLP测量I-V曲线如图5所示。在MVT晶闸管中，正向偏置的P阱/ N阱二极管是唯一放电ESD电流的器件。 然而，在ULVT晶闸管中，当阳极电压不够低时，正向偏置的P阱/ N阱二极管用于绕过较小的ESD电流。 随后，随着阳极电压的降低，由T3和T4形成的晶闸管最终可以
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