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基于二次谐波的高效高线性微波功率放大器设计新理论：
J类增强型
Seyed A. Mohadeskasaei；Fuhong Lin*； Xianwei Zhou；Sani U. Abdullah
摘要：本文简要回顾包括B类、F类和J类等以前的非线性功率放大器(PA)类型后，提出了一种基于电压和电流信号第二谐波分量的高效新型微波功率放大器设计理论。新方案介绍了一种与J类相似，只在两个主要谐波成分处谐振，但漏极电压可提高到最大直流漏电压的四倍的新型非线性类型功率放大器。并且本类型设计意识到利用电流的准半正弦波形和电压的二次正弦波形，以此实现最小波形叠加。本新类理论上可提供93%的功率效率。而事实上，J类增强型拥有更高的功率效率和更好的线性性能。
- 简介
功率放大器是通信系统中最重要的部件之一。现代信号转变如LTE和LTE-A促使了功率放大器设计的快速进步。相比于传统的设计调节，现代设计对例如带宽，功率效率以及线性度等功率放大器的特性进行了更精细的考虑，因此促使了大量对功率放大器设计细节的研究与发展。功率放大器性能受限于其设计理论和实际设备的技术。幸运的是,生产设备的技术近期快速发展,使得基于优化更高谐波分量的新功率放大器结构的命题得以实现。
到目前为止,许多功率放大器包括线性和非线性类的拓扑结构都有所介绍。在线性类(A类、B类和AB类)中[1 - 3]，负载网络(匹配网络)通常是作为一个低通滤波器，创建一个完整的正弦波形的漏极电压和一个专用的漏极电流波形，A类中为全正弦波，b类中为半正弦波，AB类中则为准半正弦波。因此，电压信号的高次谐波分量由于低通滤波器(负载网络)在谐波频率提供的短路条件而不会生成。因此,线性功率放大器显示了其卓越的线性性能，但其因持续的电压和电流信号之间的重叠导致效率低下。虽然理论上线性类功率放大器通过低通滤波器合成负载网络看起来简单，实际上，对于更高次的谐波的理想短路条件很难实现，因此电压和电流信号更高的谐波成分往往无法运用，由此会降低功率放大器的效率和线性性能。
非线性类功率放大器包括D类、E类[4、5]，F/ F – 1类[6、7]和J类(8 - 10)被认为是是更高效的应用。这些类型中,负载网络实现了电压和电流波形之间最小可能的重叠，这减少了功耗并提高了功率效率。为实现这个条件, F/ F – 1类和E类功率放大器将至少有三个早期的电压谐波分量, J类功率放大器则将至少两个早期谐波分量进行了强制调整。F/ F – 1类和E类功率放大器理论上可通过牺牲线性性能，利用无限的更高次谐波分量来提供100%漏极效率。J类功率放大器比F / F – 1类，甚至e类拥有更好的线性度，理论上可提供最大高达78.5%的效率。
最近,J类 功率放大器受到更多考虑，因为它接受了线性电源效率和线性度性能之间的妥协，而与二次谐波并未完全移除的B类功率放大器不同，它提供了一个高效的可行性设计宽带功率放大器[9]。与B类相比， J类功率放大器的优势在其窄带宽的应用较少[8]。在此概念下，其漏极电压和电流波形只包含最初的两个谐波分量,消除了第二谐波短路条件。其最大漏电压可达直流漏极电压的3倍，这限制设计师使用一些许多类型的晶体管[11]。幸运的是,在今天的技术下，GaN HEMT（高电子迁移率晶体管）有高击穿电压和高带隙，可以考虑用于这类型功率放大器的设计[12]。J类功率放大器的负载阻抗必须是纯电容，,即使工作时使用的是零损耗负载网络，设备所记录的高电子迁移率晶体管的输出电阻(RDS)仍然存在，几乎不能消除。
在本文中,我们提出一种新型的J类增强微波功率放大器。在这个类中,上述提到的短路条件限制(如B类功率放大器)和/或在二次谐波纯的电容性负载 (如J类功率放大器)都得到解决。两个漏极电压和电流信号主要的高次谐波得到调整，因此实现漏极电压和电流准半正弦波形的最小可行叠加的出现。最大输出漏极电压可以达到直流漏电压的四倍，提供以较低的直流电源电压去获得更高的输出功率的有利优势。本文提出的类型功率放大器理论上最大漏极效率可达93%。因此，这类功率放大器与J类相比提供了更高的效率，与F/ F – 1类和E类需调谐到三次谐波有所不同，其只需要前两个谐波分量便能使它特别适用于超频高效类应用。
本文剩下的篇幅安排如下。在第二节短暂回顾了包括B类、F类和J类等非线性功率放大器类型。第三节提出了新型设计理论（J类增强型）并且与上述提及的各类进行了较详细的比较。最后 在第四节本文将与其他类功率放大器进行对比，并得出结论。
- 非线性类的概念
在本节中，简要回顾了之前提及的包括B类、F类和J类高效非线性类的概念。E类功率放大器因为将晶体管作为开关而显示出高度非线性，因此在特别依赖于同时兼顾高效率和高线性性能的微波频率范围内的应用，它并不是一个有价值的功率放大器设计方案。高效的性能由两个基本概念实现。其一是基本功耗在谐波频率是最小的。其二是输出功率在基本频率是最大化的。第一条理论是意识到是漏极电压和电流波形之间的重叠是减少的。出于这个原因，功率放大器在夹止点为电流信号的半周期和另一个半周期的零值点提供半正弦波形是不为人推崇。从傅里叶级数展开的观点，漏极电流表示为：
（1）
Imax表示最大的漏极电流,和n代表谐波成分的数量。为表示理想的半正弦波波形必须考虑进无限多的谐波参量。
- B类放大器方案
公式（1）显示了一个合适的负载网络可为B类功率放大器实现漏极电流的半正弦波波形和漏极电压的完整正弦波波形。因此规范化漏电压表示为：
（2）
其中Vdd和Vk分别表示漏极直流偏置电压和器件拐点电压。对漏极电流和电压信号使用公式(1)和公式(2)，直流、基波和高次谐波的输出功率变为
（3）
（4）
（5）
B类功率放大器的漏极效率估计为B=/4x.5%。为了实现这种效率，功率放大器必须以此推导，使输出功率达到接近1dB的增益比较点，表明这种方案远非高线性度类型(A类功率放大器)。归一化的漏极电压和电流波形与如图1和图2所示的理想B类功率放大器负载线一致。基波和谐波频率下的负载网络阻抗用于估算。公式(1)和公式(2)须为
（6）
（7）
图1 B类功放 的归一化电压和电流波形 图2 B类功放的一般负载线
因此，为了实现电流波形的半正弦和电压波形的全正弦，输出网络必须在基波()处提供纯电阻负载和在终端的所有高次谐波处提供零阻抗(短路)。然而，器件的寄生元件(输出电容和电阻)实际上不允许估计这些条件，尤其是在早期谐波频率下。
- F类放大器方案
克里普斯穂[13]和拉布[14]首次提出了F类功率放大器方案。在F类中，正如在B类中已经提到的，功率放大器偏置在夹断点，使其能够产生一个半正弦波形电流信号，如公式（1）所示。负载网络理论上必须由无限数量的谐振电路组成，以捕获所有偶次谐波分量。由此漏极电压可以这般推导
（8）
其中Va和Vk类似于B类的定义，分别表示漏极de偏置电压和器件拐点电压。当为漏极电流和电压波形推导公式(1)和公式(8)时，直流状态、基波和三次谐波分量的输出功率变为
（9）
（10）
（11）
上式显示了100%的漏极效率的可能性()。基频下的输出功率略低于B类，要求偏置点增加到深AB类。与B类相比，该方案还远达不到高线性表现，因为在实践中，与因为PA是用大输入信号导出的基波参数(4/pi;)相比，提供了如此大的二次谐波分量系数(4/3pi;)，将促使压缩点大于1dB。从实用的角度来看，使用无限数量的谐振器电路来实现公式(8)是不可行的，因此，要使用例如只到第三次或第五次谐波的有限数量的谐波来进行调谐，与B类功率放大器相比，图3和图4显示了F类功率放大器具有不同谐波分量的归一化波形和负载线。通过负荷网络推算公式（1）和公式（8）必须将基频和谐波频率下的阻抗视为如下状态:
（12）
（13）
（14）
从公式(12)-(14)可以理解，负载网络必须实现为基频下为纯阻性负载，同时在偶次谐波频率下表现为短路情况，在奇次谐波频率下表现为开路情况。在微波频率下，征服容性负载(Cps)阻抗足够小，可以防止实际合成开路条件。另一方面，正如在解释B类问题时已经提到的，即使负载网络被设计成在所有偶次谐波下都表现为短路，Cps和Rps仍然存在，为实现F类负载网络引入了另一个限制。在微波频率下，F类功率放大器实际上仅由三个早期谐波调谐，理论上趋向于88%的最大漏极效率(比B类有10%的改善)|15]。然而，为了估计为漏极和电压波形提供必要的非重叠条件的终端，会产生谐波频率下的功率，因此就会将最大效率降低到低于82%[16]。
图3 具有无限数量谐波的与只有两个前谐 图4 具有无限多谐波的F类功率放
波的通用F类功放与B类功放归一化电压 大器的理想负载线和只有两个前谐
电流波形比较图。 波的负载线与B类功率放大器负载
线对比图。
- J类放大器方案
J类功率放大器方案[6]源自于B类功率放大器，同时仅采用等式1中所示的漏极电流的两个初级谐波分量。只要相位差在45爸洌筒捎檬实钡母涸赝缋匆贫攵訠类描述的电压。结果漏极电压和电流波形变为
（15）
（16）
其中定义为[-1，1]中限定的常数系数。
通过一些操作和使用sin()cos()=0.5sin(2)，漏极电压在等式(16)可以改写为：
（17）
由此可得工作于直流状态、基波状态和高次谐波状态的输出功率为：
（18）
（19） （20）
因此，漏极效率变得高达漏极eta;J=78.5%。因此，输出功率和效率与B类相似。二次谐波产生的无用功功率表示为热量和耗散。
幸运的是，与F类不同，在这一类中，通过大电平信号馈送功率放大器以产生大的二次谐波系数的需要被消除了。典型情况下，Cps的非线性行为旨在产生二次谐波分量，因此在较低
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