Novel high-PSRR high-order curvature-compensated bandgap voltage reference
Zhou Qianneng,Yan Kai,Lin Jinzhao,Pang Yu,Li Guoquan,Luo Wei.
Abstract
This paper proposes a novel high-power supply rejection ratio (high-PSRR) high-order curvature-compensated CMOS bandgap voltage reference (BGR) in SMIC 0.18 mu;m CMOS process. Three kinds of current are added to a conventional BGR in order to improve the temperature drift within wider temperature range, which include a piecewise-curvature- corrected current in high temperature range, a piecewise-curvature-corrected current in low temperature range and a proportional-to-absolute-temperature 1.5 T current. The high-PSRR characteristic of the proposed BGR is achieved by adopting the technique of pre-regulator. Simulation results shows that the temperature coefficient of the proposed BGR with pre-regulator is 6 8.42 10°C from 55°C to 125°C with a 1.8 V power supply voltage. The proposed BGR with pre-regulator achieves PSRR of 123.51 dB, 123.52 dB,88.5 dB and 50.23 dB at 1 Hz, 100 Hz, 100 kHz and 1 MHz respectively.
Keywords bandgap voltage reference, pre-regulator, temperature coefficient, power supply rejection ratio
1 Introduction
Precise bandgap voltage references (BGRs) are widely used in analog and mixed signal devices , such as power management , radio frequency circuit , and so on. Conventional BGR inspired by Widlar in Ref. and Brokaw in Ref. is first-order temperature compensation. In fact, the first-order BGR has a relatively high temperature coefficient (TC) because of the nonlinearity of the base-emitter voltage BE V of NPN bipolar transistor. Therefore, the first-order BGR cannot meet the requirement of high precision application. To improve the temperature coefficient of BGR, many high-order temperature compensation techniques have been reported, such as MOS field effect transistor (MOSFET) operation in sub-threshold region , resistorless technique , curvature compensation technique , and so on. With regard to modern SoC design, there are many analogue building blocks that were placed on the same chip with noisy digital circuits, switched capacitor and RF circuits, and the analogue building blocks will suffer from noise on power supply lines. Regarding to the other noise, the most significant noise injected to the output of BGR is the supply noise. Therefore, a high-PSRR BGR should be required for high precision applications over broad frequency range to reject supply noise. In the recent past, many approaches have been developed to improve the PSRR of BGR , such as pre-regulator technique , pseudo floating voltage source technique , cascade technique , low dropout regulator technique , supply independent current source technique , and so on. In general, those reported BGRs with improvement PSRR techniques have a relatively high temperature coefficient. Therefore, the high PSRR and low temperature drift BGR should be still analyzed and designed for the requirements of high precision circuits.A novel high-PSRR high-order curvature compensation CMOS BGR is proposed in this paper, which is realized by adding three kinds of current to a conventional BGR including a piecewise-curvature-corrected current in high temperature range, a piecewise-curvature-corrected current in low temperature range and a proportional-to-absolute- temperature 1.5 T current. Furthermore, we adopt the technique of pre-regulator to improve the PSRR performance of BGR. Sect. 2 will discuss the conventional BGR. Sect. 3 will discuss the proposed BGR without pre-regulator, while the proposed BGR with pre-regulator will be analyzed in Sect. 4. Simulation results will be given in Sect. 5. Finally, conclusions will be given in Sect.6.
2 The conventional BGR
Fig. 1 shows the typical implementation of a conventional BGR in CMOS technology consisting of MOSFETs M1~M5, resistors R1~R3, PNP bipolar transistors Q1~Q2 and amplifiers A1~A2. Bipolar transistor Q2 has an emitter are that is m times that of bipolar transistor Q1. MOSFETs M1~M2 and M4 are entirely the same and MOSFETs M3 and M5 are entirely the same. The high-gain amplifier A1 forces the voltages of nodes A and B to be equal and the high-gain amplifier A2 forces the voltages of node B and node C to be equal.Therefore,the output voltage VREF of conventional BGR can be expressed as:
where k is the Boltzmannrsquo;s constant, q is the electronic charge, T is the absolute temperature and is the emitter-base voltage of PNP bipolar transistor Q1. The second item in Eq. (1) is proportional to the absolute temperature voltage ( ) coming from the thermal voltage ( kT/q), which can compensate the negative temperature coefficient of . In fact, the relationship between of the PNP bipolar transistor and temperature T is a nonlinear which can be expressed as：
where a0 , a1 ,hellip; and an are the corresponding coefficients. The first-order temperature-dependence factor of in Eq. (1) can be compensated by , but the high-order temperature-dependence factor cannot be compensated with in the conventional BGR. Therefore, the conventional BGR has a high temperature coefficient.
3 Design and analysis of proposed BGR without pre-regulator
Compared to the conventional BGR shown in Fig. 1, the proposed high-order curvature-compensated BGR shown in Fig. 2 achieves the lower temperature coefficient by adding three kinds of current to the conventional BGR, which includes a piecewise-curvature-corrected current in low temperature range, a piecewise-curvature- corrected current in high temperature range and a proportional-to-absolute-temperature current .
The proposed high-order curvature-compensated BGR shown in Fig. 2 is made up of MOSFETs M9~M37, PNP bipolar transistors Q1~Q2, resistors R1~R3 and amplifiers A1~A2. Bipolar transistor Q2 has an emitter area that is m times that of bipolar transistor Q1. Amplifiers A1 and A2 are e
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新型高PSRR高阶曲率补偿带隙电压参考
摘要
本文提出了SMIC 0.18mu;mCMOS工艺中的新型高功率抑制比（高PSRR）高阶曲率补偿CMOS带隙电压参考（BGR）。为了改善较宽温度范围内的温度漂移，将三种电流加入到传统的BGR中，其中包括高温范围内的分段曲率校正电流，低温范围内的分段曲率校正电流和比例曲线校正电流至绝对温度1.5T电流。提出的BGR的高PSRR特性是采用预调节技术实现的。仿真结果表明，采用预调节器的BGR的温度系数为-65.4℃〜125℃，电压为1.8V。提出的预调节BGR分别在1 Hz，100 Hz，100 kHz和1 MHz时分别达到-123.51dB，-123.52dB，-88.5dB和-50.23dB的PSRR。
关键词：带隙电压参考，预调节器，温度系数，电源抑制比
1 介绍
精密带隙电压基准（BGR）广泛应用于模拟和混合信号装置，如电源管理，射频电路等。 在文献中，被Widlar 和Brokaw提及的常规BGR 是一级温度补偿。 事实上，由于NPN双极晶体管的基极 - 发射极电压BE V的非线性，一阶BGR具有相对较高的温度系数（TC）。 因此，一级BGR不能满足高精度应用的要求。 为了提高BGR的温度系数，已经报道了许多高阶温度补偿技术，如亚阈值区域的MOS场效应晶体管（MOSFET）工作，无阻抗技术，曲率补偿技术等。 关于现代SoC设计，在噪声数字电路，开关电容和RF电路的同一芯片上有许多模拟构建块，模拟构建块将遭受电源线上的噪声。关于其他噪声，注入BGR输出的最高噪声是电源噪声。因此，在宽频率范围内的高精度应用需要高PSRR BGR来抑制电源噪声。近年来，已经开发了许多方法来改进BGR的PSRR，如预调节技术，伪浮动电压源技术，级联技术，低压差稳压技术，电源独立电流源技术等。一般来说，报告的具有改进PSRR技术的BGR具有相对较高的温度系数。因此，高精度电路的高PSRR和低温漂移BGR仍应进行分析设计。本文提出了一种新型高PSRR高阶曲率补偿CMOS BGR，它是通过将三种电流加到传统的BGR中，包括在高温范围内的分段曲率校正电流，分段曲率校正 电流在低温范围和比例绝对温度1.5T电流。 此外，我们采用预调节技术来提高BGR的PSRR性能。 第2段将讨论常规BGR。第3段将讨论提出的BGR，而不需要预先调节，而提出的BGR与预调节器将在第4段中进行分析。 模拟结果将在第5段。 最后，将在第6段中给出结论。
2 传统的BGR
图1示出了由MOSFET M1〜M5，电阻器R1〜R3，PNP双极晶体管Q1〜Q2和放大器A1〜A2组成的CMOS技术中的常规BGR的典型实现。 双极晶体管Q2的发射极是双极晶体管Q1的m倍。 MOSFET M1〜M2和M4完全相同，MOSFET M3和M5完全相同。 高增益放大器A1迫使节点A和B的电压相等，高增益放大器A2迫使节点B和节点C的电压相等。
因此，传统BGR的输出电压可以表示为：
（1）
其中k是玻耳兹曼常数，q是电子电荷，T是绝对温度，是PNP双极晶体管Q1的发射极 - 基极电压。 方程式的第二项 （1）与来自热电压（kT/q）的绝对温度电压（）成比例，可以补偿的负温度系数。 事实上，PNP双极晶体管的与温度T之间的关系是非线性的，可以表示为：
（2）
其中a0，a1，...和an是相应的系数。 方程式中的一阶温度依赖因子 （1）可以通过进行补偿，但常规BGR中无法补偿高阶温度依赖因子。 因此，传统的BGR具有很高的温度系数。
3 无预调节的建议BGR的设计与分析
与图1所示的传统BGR相比，如图2所示，所提出的高阶曲率补偿BGR如通过向常规BGR添加三种电流来实现较低的温度系数，其包括在低温范围内的分段曲率校正电流19I，在高温范围内的分段曲率校正电流35 I和与绝对温度1.5 T电流25 I。
所提出的高阶曲率补偿BGR如图2所示。由MOSFET M9〜M37，PNP双极晶体管Q1〜Q2，电阻R1〜R3和放大器A1〜A2组成。双极晶体管Q2的发射极面积是双极晶体管Q1的m倍。放大器A1和A2完全相同，其直流增益具有 gt;gt; 1。放大器A1迫使节点A和B的电压相等，放大器A2迫使节点B和C的电压相等，即。这里， , 和分别是节点A，B和C的电压，是双极晶体管Q1的发射极 - 基极电压。为了方便起见，假设 , 和 分别是MOSFET Mj的漏极电流，沟道宽度和沟道长度，这里j = 9,10,11，...，37. MOSFET M9和M10完全相同。因此，MOSFET M10的漏极电流具有，晶体管M11的漏极电流为。电阻R1〜R3采用相同的材料，因此和几乎与温度T无关。结论是是正温度系数电压，是负温度系数电压。
在图2，MOSFET M9〜M14和M17工作在饱和区。 MOSFET M12的沟道宽度比为MOSFET M10的 beta;1倍，MOSFET M13和M14完全相同。因此，MOSFET M14的漏极电流具有。 MOSFET M17的沟道宽度比为MOSFET M11的beta;2倍，因此MOSFET M17的漏极电流为。通过优化beta;1和 beta;2的参数，在低参考温度时，得出结论：当，， MOSFET M15和M16完全相同，MOSFET M19的沟道宽度比为MOSFET M18的beta;3倍。因此，MOSFET M19的漏极电流可以表示为：
（3）
MOSFET M28的沟道宽度比为beta;4 ，MOSFET M10，以及MOSFET M29和M30的时间是完全相同的。 MOSFET M30的漏极电流具有。 MOSFET M31的沟道宽度比为MOSFET M11的通道宽度比为beta;5倍，因此MOSFET M11的漏极电流为。通过优化beta;4和beta;5的参数，在参考温度时，得出结论：当时，。这里，。 MOSFET M32和M33完全相同，MOSFET M35的沟道宽度比为MOSFET M34的 beta;6倍。因此，晶体管M35的漏极电流可以表示为：
（4）
MOSFET M20和M10完全相同。 MOSFET M21工作于饱和区，MOSFET M22工作在深三极管区域。因此，MOSFET M22的漏极 - 源极电阻可以表示为：
（5）
其中mu;n是电子迁移率，是单位面积栅极 - 氧化物电容。 MOSFET M26和M27完全相同，在饱和区工作。 MOSFET M23和M24工作在子阈值区域，MOSFET M23的沟道宽度比为beta;7倍于MOSFET M24。实际上，在子阈值区域工作的MOSFET的漏极电流可以被建模为：
（6）
其中n是子阈值斜率因子，是一个过程相关参数，W/L是通道宽度比的MOSFET，是MOSFET的栅源电压。 MOSFET M25的沟道宽度比为beta;8倍于MOSFET M26。因此，MOSFET M25的漏极电流可以表示为：
（7）
方程式（7）表示与成比例。 MOSFET M36的沟道宽度比为MOSFET M10的beta;9倍，MOSFET M37的沟道宽度比为MOSFET M11的 beta;10倍。得出结论，和。根据上述分析，所提出的BGR的输出电压可以表示为： （8）
其中，，，和。方程式（8）表示所提出的BGR的输出电压可以分为两个项。第一项是，其等于传统带隙基准的输出电压，将这些参数设置为 beta;9 ,beta;10 和电阻R1〜R3。第二项是对所提出的BGR的输出参考电压进行校正的。同时，方程式的第二项（8）将随着温度T而变化，以补偿在不同温度范围内提出的BGR电压，如图1所示。
1）当时，术语可以忽略不计，术语等于零。 主要由，和控制。方程式（8）可以近似
（9）
2）当，术语可以忽略不计，术语和都等于零，这里参考温度具有。 主要由和主导。方程式（8）可以近似
（10）
3）当时，术语和都等于零。 REF V主要由，和主导。方程式（8）可以近似
（11）
4）当时，术语等于零。 主要由，，和控制。方程式（8）可以近似
（12）
式（9） - （12）表明，提出的BGR可以通过将三种电流加到常规BGR中来实现低温系数输出电压，包括分段曲率校正电流，分段曲率校正电流和比例绝对温度电流。图3显示了所提出的BGR的温度特性。
然而，图1所示的所提出的BGR的操作电源电压。 图2是电源电压，在宽频率范围内无法实现高PSRR。为了提高BGR的PSRR，提出了一种高PSRR高阶曲率补偿BGR，采用下一节预调节技术。
4提出的BGR与预调节器的设计和分析
图4示出了所提出的高PSRR高阶曲率补偿BGR，其通过将预调节器添加到图1所示的提出的BGR中。 图2，其由启动电路，预调节器和BGR核心电路组成。提出的BGR有两个可能的平衡点，所以a起动电路是必要的。 MOSFET Ms1〜Ms7构成启动电路。 BGR核心电路与图1所示的BGR类似。 但是所提出的BGR核心电路的工作电源电压如图2所示。图4（c）是预调节器的输出电压而不是电源电压。因此，提出的BGR与预调节器如图2所示。 图4将实现良好的PSRR性能，而不需要图B所示的预调节器。提出的BGR与预调节器的温度性能如图1所示。.以下部分将主要分析和讨论拟议BGR与预调节器的PSRR性能。
为了方便起见，假设和分别是MOSFET Mj的跨导和小信号漏极电流，这里j = 1,2,3，...，37。在本文中，所有MOSFET采用长沟道晶体管 ，MOSFET M1，M3〜M21，M23〜M35的调制效果可以忽略不计。 为了简化本文中PSRR的分析，我们忽略了晶体管M22的通道电阻。 假设和分别是电源电压和预调节器输出电压的增量电压。 然后，节点A，节点B，节点C，节点D和节点E分别具有，，，和的电压变化。 所以，
（13）
（14）
（15）
（16）
（17）
其中和是从节点A和节点B到地面的等效电阻。 是放大器A1和A2的直流增益。根据图4所示的电路。 我们有
（18）
MOSFET M13和M14完全相同，MOSFET M15和M16也完全相同。 MOSFET M19的沟道宽度比为MOSFET M 18的beta;3 倍，所以。 MOSFET M26和M27是完全相同的，MOSFET M25的宽度长度比是MOSFET M26的 beta;8倍，所以。 MOSFET M29和M30完全相同，MOSFET M32和M33完全相同。 MOSFET M35的通道宽度长度为MOSFET M34的通道宽度的beta;6倍，因此。假设和。根据Kirchhoff电流定律（KCL）在图4所示的BGR的输出。和的关系可以表示为：
（19）
MOSFET M6和M7完全相同，所以。根据上述分析，和可以表示为：
（20）
（21）
其中是从节点F到地面的等效电阻。假设和，根据预调节器输出的KCL，和的关系可以表示为：
（22）
其中是MOSFET M2的沟道电阻。所以提出的BGR的PSRR 如图4所示。可以表示为：
式（19）和（22） - （23）表明采用预调节技术可以有效地提高BGR的PSRR。
5模拟结果
所提出的高PSRR高阶曲率补偿BGR在SMIC 0.18 mu;m CMOS工艺中使用1.8 V电源电压进行设计和仿真。
图5显示了所提出的BGR的模拟温度特性。当温度从-55°C变化到125°C时，没有预调节器的建议BGR实现了温度系数为 /℃，并且预调节器提出的BGR达到的温度系数/℃。
提出的BGR的温度特性仿真结果所提出的BGR的模拟PSRR如图6所示。未经预调节的建议BGR在1 Hz，100 Hz，100 kHz和1 MHz时分别实现了 -46.35 dB, -46.35 dB, -44.65 dB, -25.82 dB 的PSRR，提出的BGR与前一个1 Hz，100 Hz，100 kHz和1 MHz的稳压器的PSRR分别达到-123.51 dB, -123.52 dB, -88.5 dB 和 -50.23 dB。模拟结果表明，采用预调节技术可以提高BGR的PSRR。
图7是拟议BGR的模拟线性
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