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基于硅基MZI-微环结构的波长带宽可调谐光学带通滤波器
摘要：提出并证明了一种新颖、简单的基于硅基马赫-曾德尔干涉仪（MZI）-微环结构的的带宽、波长可调谐光学带通滤波器。在该滤波器的设计中，二个微环谐振器的下载传输端结合，以提供所需的可调性。本文将对该器件的设计进行叙述及详细分析。滤波器的形状因子和消光比是通过热控制MZI的两个臂之间的相位差得到最优化。带内纹波控制同步带宽和波长可调谐是通过热调谐两个微环谐振器之间的共振偏移量。
1介绍
滤光器是在现代光学应用的基本元件之一，特别是在波分复用（WDM）光网络中得到了广泛的应用。光学带通滤波器（OBPF）通常应用于WDM信号滤出所需的通道。BPF具有高的形状系数（即SF，定义为-1dB和-10dB带宽之间的比值[1]），波长和带宽同时可调谐性是更加灵活和优选的，因为它可以最大限度地减少信号的脉冲失真，以及适应不同的比特率和信道，波长和带宽调谐也是未来的动态网络可取的。要获得这样的带宽可调，已经提出了几种方法，并且到目前为止得到了证明。例如，一种基于单微环谐振腔（MRR）的带宽可调谐滤波器已通过微电子机械系统（MEMS）展示了谐振器的耦合系数的调整[2,3]。然而，实现MEMS可调谐，应加一近40V高驱动电压。另一种，就是用马赫-曾德尔干涉仪（MZI）对MRR的耦合进行调谐，实现对MRR传输带宽可调。然而，单环方案，带宽可调性是非常有限的。此外，随着带宽的调整，消光比（ER）和下载传输的形状系数（SF)会下降。以提高SF和ER，提出了高阶[1,5]和 MZI-MRR全通滤波器[6,7]。由于耦合引起的共振频率偏移（CIFS）[8]，谐振器的大小必须精心设计为高阶[8]。此外，热控制被引入两个耦合区和各MRR的环波导，使结构相对复杂和难以控制。利用高阶MRR产生的宽的波长可调谐滤波器也已研究[9]。然而，它们的带宽是不可调的。具有良好的SF和ER带宽波长同时可调的光学带通滤波器方案目前还没有发表。
在本文中，我们提出了并论证了一种简单、新颖的基于MZI-硅基微环结构的带宽和中心波长可调谐带通滤波器。两个相同的MRR下载传输在MZI结构有效地结合。单个MRR滤波器的洛伦兹响应的SF和ER都通过热控制MZI的两个臂之间的相位差而得到很大的提高。通过热调谐两个MRR的共振，带宽和该装置的中心波长可以容易地在大范围内同时实现线性调谐，并且具有良好的SF，几乎恒定的ER，和带内波纹。
2 MZI-微环滤波器原理
所提出的装置如图1所示，它由两个3分贝分离器和两个相同的上/下MRR组成。微环MZI滤波器的传输函数可表示为
，
，
其中 是两个MRRS的下端传输，是两臂之间的相位差，这是热调谐通过施加热功率到。 是MRR的耦合区域的场耦合系数。两个MRR设计成具有相同的通路和下载耦合区，以满足临界耦合条件，从而对于单个MRR低端口的谐振波长处能够得到最低插入损耗，这进一步优化了该滤波器的插入损耗。和分别是往返相移和场传输系数。
图1.MZI-微环带宽、波长可调带通滤波器结构。它由两个3分贝分离器和两个相同的MRRS组成。每个MRR顶部加入一个加热器上而产生共振偏移调整。在直波导的顶部加入另一加热器使MZI产生相位调谐。
图2示出了装置的原理。一个MRR导致的与波长相关的相移超过一自由光谱范围（FSR）为。通过分别给两个MRR 、施加热功率来调节其共振偏移，使下载传输部分重叠。在两个下载传输端之间交点所对应的波长处，MZI的两个传播路径之间获得接近圆周率的相移差。由于通过加热器超过MZI臂的直线部引起的额外圆周率的相移，这两个臂的相移可以几乎相等，造成相长干涉和另外两个下载传输叠加。这样，滤波器的带宽可以通过调节谐振两个下载传输之间偏移而被调谐。此外，在两个降传输的组合的通带外，所产生的额外pi相移将导致所提出的滤波器的两个降传输的消干涉和损耗，这进一步提高了SF和ER。除了热调谐，载流子注入或横向的PIN或PN结构载体耗尽，也可用于调谐两个MRRS的共振和MZI的相移。与从自由载流子等离子体色散效应造成的色散效应（约2纳米[12]相比，由于热调谐更大的的调谐范围（约20纳米），在我们的应用中选择热调谐。另外，微加热器的制造过程比PIN和PN结构要简单得多。
图2 MZI微环光学带通滤波器的原则。两个MRRS的传输和相移，以及微环-MZI滤波器的总的传输。在这里，参数，以及假定。
正如图2，我们可以看出，大的谐振偏移产生一个带波纹。在实际应用中，带波纹应该尽可能低。对于实际应用，以低于1dB带波纹为目标，这限制了该装置的最大带宽调谐。另一方面，最小带宽调谐是通过插入损耗来限制。图3（a）示出了带宽（归一化到一个单一的加/减MRR的降传输的带宽BW0；中带波纹保持低于1dB）可调性和插入损耗是2个MRRS之间为了不同的功率电耦合系数的偏移的共振的函数。人们可以发现，对于不同的偶合条件，随着共振偏移的增大，插入损耗减小，并且将收敛到一个最小值，它是由两个3分贝分离器以及环形波导的损耗导致的。为确保最小的插入损耗，谐振偏移不能太小，这将决定最小可达到的带宽。有效谐振偏移被定义为插入损耗从最小值降低小于1dB并且带波纹保持低于1dB的范围。如图3（a）所示，在有效谐振偏移范围，带宽可以从1times;BW0调谐到大于2.2times;BW0。图3（b）表示了在两个的MRR之间的有效谐振偏移范围内，对于不同的功率耦合系数ER和SF作为谐振的的偏移的函数。人们可以发现，ER随着谐振偏移的增加而降低。功率耦合系数越低，ER性能就越好。另一方面，对于所有的耦合条件，随着共振偏移增加，SF增加速度越快。最高SF可达至约5.5，这是与三阶级联MRR可相比的[1]。对于不同的往返字段传输系数a滤波器响应也得到了研究。如图3（c）、3（d）所示，随着a的增加可以提高过滤器的插入损耗及ER。这是因为当a增加时，在MMR遗失的光较少，导致在MRR中更高场增强，从下落口输出功率增加，从而导致该滤波器的插入损耗有所改进。此外，由方程（2）可得，一个MMR的ER可以表示为 .可以发现a的增加将导致MRR的降传输得到较高的ER，并将进一步提高滤波器器的ER。然而，a的增加不会提高归一化的带宽可调性和SF性能。即使a增加使MRR得到了一个窄的带宽，滤波器的有效谐振偏移范围将减小。因此，在有效谐振偏移范围内，归一化的带宽可调性和SF并没提高。
在表1中，我们总结了基于OBPF方案的不同的MRR性能。虽然我们的装置的SF系数比MZI辅助型结构的全通的MRR的低，但仍高于二阶的MRR结构，并且与三阶MRR结构相媲美。此外，带宽和波长同时可调谐性使得它更吸引人。
图3左：对于不同的功率耦合系数a-0.99归一化带宽可调性和插入损耗谐振偏移函数和（c）不同的往返字段传输系数（a）以及。右：对（b) a=0.99的不同的功率电耦合系数及（d）不同的往返字段传输函数系数a及。
表1.基于OBPFs的不同类型MMR比较
3设计和制造
如在上一节中所描述的原理的应用，我们的目标是证明一个带宽和波长可调谐滤波器以1550纳米为中心得到0.32 nm到0.8nm的的带宽可调范围。根据前述分析，单加/减MRR的降传输的带宽BW0应约为0.32纳米。该设计选择顶部硅层为250nm的硅上绝缘体（SOI）晶片。所述MRR的设计半径R为10微米。如图4（a）所示为波导管的横截面的设计。波导的宽度和高度分别为430nm和250nm。苯丙环丁烯的层（BCB）被用于覆盖波导与形成上包层。将100nm的Ti和5nm的Au加热器沉积在BCB热调谐的顶部。为了尽量减少TE和TM模式之间的串扰，该设备被设计为TM模式操作（图4（b）所示），这是由于用于TE模式的耦合在我们的设计小得多。通过延伸的2D平面波导模型[14]到3D波导结构[15]，使用模式信息计算出的在散射损耗被评估为3.1分贝/厘米（如图4（b）所示），与3纳米的典型侧壁粗糙度的标准偏差和为50纳米[16]其相关长度相关联设计出波导结构。根据[17]，鉴于和之间的关系，其中是所设计的波导的有效折射率，对于单一的加/减MRR得到了0.32纳米的带宽，提供的功率耦合系数等于5.2％，对应于410nm的耦合间隙（根据[18,19]由耦合模理论计算）。
图4（a）该设计波导和由全矢量模式匹配法计算出的电场（b）对应TM0模式轮廓的截面积[20,21]
图5所示为制造的器件的图片。该装置制造在有着250nm厚度的硅顶层及3um掩埋二氧化硅的SOI晶片上。稀释（1：1在苯甲醚）电子束抗蚀剂ZEP520A旋涂在晶片上，以形成一个〜110纳米厚的掩模层。然后微环MZI结构是利用电子束光刻（JEOL JBX-9300FS）所定义。在此之后，将样品通过电感耦合等离子体反应蚀刻离子蚀刻（ICP-RIE），以在图案转移到顶部硅层。之后，550nm处的BCB的顶覆层被旋涂为平坦化，与400纳米ZEP520A层依此旋涂作为用于加热器的掩模层。电子束光刻被再次用于定义加热器和垫。最后，加热器和垫（100纳米厚的钛及具有5纳米厚的Au）通过蒸发和剥离技术来形成。如图5（a）所示，对于下降耦合区和穿过，两个MRRS的半径是10微米，波导宽度为402纳米,耦合间隙为435纳米。
图5（a）扫描电子显微镜（SEM）的MRR的耦合区域的顶视图图像。 （b）所制造的装置的光学显微镜照片。具有微加热器两个相同的分插MRRS插在MZI结构的两个臂。P1和P2的加热功率，施加到MRR加热器，而PMZI的加热功率被施加到沉积在MZI的直线段的顶部的加热器中的一个。
4实验结果
4.1 SF和ER的改善分析
图6（a）表示了如图5（b）所示的在传输端口，一个单一的MRR的传输测量值。注意，该传输被归一化为一个具有相同的横截面直波导。如图5（b）所示由于3分贝分离器得到约36 dB的插入损耗。通过传输拟合测量，得到5.5％的功率耦合系数，这与设计吻合。然而，却获得了一个装有往返字段传输系数为0.92的a（相当于120分贝/厘米的传播损耗），这与所估计的散射损失显著偏离。这可能是由于由金属加热器引起的过剩损耗。从图4（b）可以发现，所设计的波导的TM0模式的场分布延伸超过在包层的波导高于600纳米。由于顶覆层只有550纳米厚，场与金属加热器重叠，导致了大的传播损耗。图6（b）表示所制造的设备的TM模的测量传输。当该装置的传输几乎具有低的ER的洛伦兹形。如图6（a）所示，使用来自图拟合功率耦合系数，以及图6（a）中的a，计算出的滤波器的响应示出结果与测得的传输一致。正如在前面的分析预测，当，ER大大提高到30分贝。此外，SF被也显著提高至0.43的值，分别以0.52纳米和1.2纳米，-1 dB和-10 dB带宽。测量得到15dB插入损耗，这是由于大的传播损耗，与之前分析一致。然而，插入损耗可以使用较厚的顶覆层提高到很大，以减少由金属加热器引起的传播损耗了。
图6（a）单个MRR归一化的直波导传输测定和嵌合。（b）表示SF和ER测量传递函数，在与的洛伦兹-形状相比得到改善。也表示了两个MRR的传输以及滤波器的洛伦兹嵌合。
4.2带宽可调性
图7显示该制造设备在TM工作模式下所测量的3 dB带宽可调性（带波纹小于1 dB）。MZI臂的加热功率保持为11.6毫瓦来维持两个MZI臂之间一个pi;相位差。 通过调节P1和P2来保留中心波长。可以发现的是，通过对两个MRR施加不同的加热功率，能有效地调谐共振偏移，从而导致带宽的调谐，如图7（a）所示。3分贝带宽可以通过P1从0.46纳米线性调谐到0.88纳米，这几乎与设计一致，如图图7（b）所示。获得大约30dB ER。随着带宽的增加，SF也提高，这也与模拟一致。然而，可以观察到p1和p2的SF分别降低了0.88mW和4.14mW，它是由3分贝分离器的不完善分光比导致的。
图7（a）该制造的装置在带波纹小于dB内测量带宽可调性。直波导的加热功率是11.6毫瓦。 （b）施加到其中一个MRRS的热功率FWHM带宽和滤波器的形状因子的函数。
4.3波长可调性
图8表示显示该制造设备在TM工作模式下所测量的3 dB d波长可调性（带波纹小于1 dB）。该MZI臂的加热功率仍然是11.6毫瓦，以保持两个MZI臂之间的一个pi相位差。通过调节 P1和P2，使得滤波器的形状在波长调谐期间保持不变。如图8（a）所示。通带的中心波长通过调节施加到两个MRRS热功率调谐。中心波长的演变作为加热功率P1的函数，它可以看作是从1550至1554纳米线性变换，如图8（b）所示。由于SiO2或氢倍半硅氧烷（HSQ）更好的导热性，波长可调性可以通过使用SiO2或氢倍半硅氧烷（HSQ）作为顶披覆层代替BCB而得到进一步的提高。波长调谐过程中也可以观察SF。人们可以发现，SF在波长调谐过程中保持在0.33〜0.5之间，没有显著的下降。由于偏振控制器的不完善TE模式的消光，仍然存在一些残留的TE模式的光。这样的TE串扰可以通过引入一个偏振器而消除，例如，MZI-微环后的光子晶体阻止TE模式光[22]。
图8（a）用不同的加热功率组合施加到两个MRR装置的传输，示出了中心波长可调谐性。 （b）该通带作为加热功率函数的变化，以及中心波长变化时测得的SF。在带波纹小于1dB时只考虑传递函数。直臂加热功率为11.6mW。
5结论
我们已经提出并证明了基于硅基MZI-微环结构带宽和波长可调OBPF的有效带宽的调谐范围。通过实验证明，对施加到两个MRR和MZI的直线段的加热功率进行适当的调整，其中有效带宽的调谐是0.46~0.8
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