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带凹槽的可调谐印刷单极天线用于移动和超宽带应用
摘要：一个带凹槽可调谐印刷单极子天线，表现出从1.5至5.5GHz 的宽阻抗带宽并且有良好的阻抗匹配(电压驻波比lt;=2) 和一个从2.38至3.87 GHz的可调谐拒绝频带。这个凹槽是由类似形状的驱动元件内加入内单弦新月形元件来实现的。通过改变变容二级管，被放置在内层和外层弧之间的值，可以获得想要的被拒绝变量。仿真和测量结果表明可调谐带凹槽天线具有宽的阻抗带宽，稳定辐射模式和几乎恒定的增益。这种天线是适用于手机和其他便携式应用。
关键词：宽带天线;可调谐的凹槽;变容二极管;单极天线
- 导言
宽带印刷单极子天线已经得到广泛的商业和军事应用。有了像低成本、小体积和易制造等等这些功能，这种天线已收到越来越多的关注与通信技术的发展。在过去的十年有很多版本的报道[1-12]，报道覆盖广泛的频带和应用。
然而，由于不同的无线的共存标准，在这些频段的一些辐射可能产生干扰（或从）通信系统如无线局域网（WLAN）的IEEE802.11b/g 和 IEEE802.11a 标准 (2.4-2.485GHz)和为微波存取全球互通的IEEE802.16标准（2.5-2.69GHz，3.3-3.7GHz）带宽。由于不同的无线的共存标准，在这些频段的一些辐射可能产生干扰。在一个超宽带(UWB)系统，由于其低功耗发射特点，干扰已成为一个严重的问题所以超宽带天线需要频带陷波功能。一般的添加频带陷波方法是嵌入插槽[13-16]，本文介绍了不同形状的寄生带散热器[17]，缺陷接地结构 (DGS)[18]，或同时采用插槽和DGS方法[19].表1显示了这些天线在工作频带内，阻抗带宽、天线尺寸、可调性和可调谐的缺口的频率范围的差异。
表1清楚地表明，这些天线[13-19]不能同时涵盖移动和超宽带应用。
例如，在参考文献中的设计。当参考文献中天线几何形状是17-19时只能够在超宽带应用操作。13-15天线可以覆盖通用移动电信系统（UMTS）（1.92-2.17GHz）的移动频带，IEEE802.11的a/b/g（2.4-2.485GHz,5.15-5.35GHz）频带和低频带的超宽带（3.1-4.8GHz）。对比参考文献。13-19的天线，在本文报道了一种印刷可调谐陷波单极天线实现了尺寸减小和具有无线局域网移动和UWB通信应用的潜力同时覆盖从1.5至5.5GHz频带，除了以IEEE802.11b/g和IEEE802.11a标准（2.4-2.485GHz）和世界微波接入互操作性（WIMAX）用于IEEE 802.16频带（2.5-2.69GHz，3.3-3.7GHz）的频带。
此外，这些天线[13-19]有固定的拒绝频带，不能制造之后被改变的频带。最近的研究认为使用自适应频率抑制方法研究切换PIN二极管[20，21]和变容二极管[22-27]技术。这容易允许排斥使用组件内部的天线变量干扰天线，从而尺寸的增加和损失达到最小化。
通过在带宽，天线尺寸，和开槽天线的调谐频率范围内调整，一些调整的方法在参考文献提出。 20-27使用多切口操作中，如图示于表I。在与参考文献比较。 20-27，本天线设计具有比参考文献覆盖与目标带槽口移动和UWB应用的优点。22-24、26、27，并且在其他现有的无线频带，如GPS/ L的[1]（1.565-1.585GHz），铱星卫星频带（1.616-1.6265GHz），个人通信服务（PCS）频带（1.85-1.99 GHz），数字移动电话服务（DCS）波段（1.71-1.88GHz）与参考文献25相比较。此外，与参考文献20-27相比实现尺寸减小。
总之，可以发现，大部分的固定陷波天线不能完全涵盖许多现有的移动标准[13-15]或UWB频谱[17-19]。我们也可以注意到，大多数可调开槽天线将只包括UWB系统[22-24，26，27]，除了在参考文献的天线。20-25中，他们还讨论了一些现有的移动通信频谱。为了解决此限制，在具有可调陷波的印刷单极天线中进行了目前这个工作的研究。这是在参考文献提出的天线的修改版本。11，16，和我们的主要这里的目的是实现电子调谐已经创建的带缺口的想法。这已通过在两个单弦月牙形状之间的适当位置上接纳的变容二极管实现。通过其电容从0.25至10.5pF的改变，陷波频带可以向下在宽范围内扫过从3.5GHz至2.4GHz频带，以覆盖IEEE802.11b/g标准的无线局域网和IEEE802.11a标准（2.4-2.485 GHz）和全球微波互联接入在IEEE802.16标准的频段（2.5-2.69 GHz，3.3-3.7 GHz）。
二、天线的设计理念和结构
天线形状结构如图示于1a。它包括一个驱动两根单弦月牙形散热器，它类似于我们以前的工作[11，16]。原型已经印刷在厚度一般在0.8毫米，相对介电常数εr为4.4和损耗角正切值为0.017的FR4材料上，接地层散热器没有直接接地平面。后者是由一个17.95毫米乘以31毫米微带线来馈电，印刷在位于所述接地面的衬底的该部分。微带线具有上部分（6.75毫米）和下部区段（11.25毫米）。下部分具有的64欧姆的特性阻抗，并且需要在地平面的下边缘相匹配的50欧姆的输入端口。应当指出的是，缺陷区域大小24.75毫米乘以26.25毫米，位于接地平面的顶部，以减少散热器的Q值，以便提高天线的输入端阻抗带宽。该天线是使用两个软件HFSS [28]和SEMCAD软件[29]建模。
新月和单弦月牙形天线，具有完整的陷波和平面的模拟VSWR值，如图1b所示。如所预期的，在散热器下去除接地面的部分降低储存的能量，并大大提高了阻抗匹配带宽。所提出的天线的总尺寸为57毫米乘以37.5毫米，这是一种在用于移动装置应用程序是可以接受的。所提出的天线的较宽阻抗带宽特性可以通过添加一个弦条到外形成新月形，如在参考文献11而实现。该天线是在参考文献的修改版本。但比文献报道的11,16有更大的带宽。提供对比文献16中的可调缺口波段特征。陷波带通过加入一个内单弦月牙形类似于在文献提出了一个单弦月牙形实现。
图1 （a）基本天线结构
（b）新月和单弦月牙形提出的天线有和无缺陷地平面模拟的VSWR
这种天线的设计过程，阐述了这里提供一些物理操作和其几何形状的基本原理。在设计过程开始，单弦月牙形天线的几何形状，文献16提供广泛的可调谐拒绝频段覆盖共存无线局域网（2.4-2.485 GHz）和WiMAX的（3.3-3.7 GHz）频带。图2中在比较没有变容二极管和在参考天线16该天线的驻波比进行比较。有趣的是，观察到一个4.25GHz频带中心的凹陷可以通过添加与参考文献提出的外单弦月牙状的内侧单弦月牙形来实现。 但文献16中没有在外部散热器的锥形镰刀形槽。这是因为寄生内单弦月牙形状具有36.5毫米的长度，相当于一个半波长为4.25 GHz的。其结果是，该结构作为一个谐振器以抑制频率周围4.25GHz的频带。然而，这种抑制频率不满足设计目标，因此，一个变容二极管需转变它。与所提出的结构，即有助于在固定位置收容变容两个单弦新月状调谐阻带之间。此外，这也可以使外侧和内侧的形状是完全分开的，而不是在实践中短路变容二极管。
图2内和外单弦月牙形状的模拟的驻波比
图3 天线的输入阻抗
为了实现进一步研究该天线，所提出的天线的输入阻抗的物理行为的变容二极管的直流电势差（不变容二极管，与为0.5 pF或10.5 pF的变容二极管）和参考天线[16]进行比较，如在图3分析。提出的天线的输入阻抗，在最低可用频带从1.5至3千兆赫，该引用和建议的天线显示出电阻的线性增量（从28到55欧姆）和电抗改变从4至225欧姆。因此，天线表现出更好的阻抗匹配，在这个频段是可见的。1.7和2.75千兆赫，可以发现在其中电抗为零的点其电阻几乎为50欧姆。
在较高可用工作频带为3至5.5千兆赫中，参考天线表明8和30欧姆之间的和40和50欧姆和电抗值之间变化的电阻值。此响应满足良好阻抗匹配条件到50欧姆负载。所提出的天线，而不变容的阻抗响应示出了电阻的线性下降（从50到10欧姆）的3至4.25千兆赫。在此之后，电阻曲线急剧增加从10到100欧姆，然后急剧下降到33欧姆。这说明一个典型的串联谐振和并联谐振的行为发生在大约4.25 GHz和4.75 GHz的。当该天线负载0.5pF的变容二极管，它清楚地观察到，在该阻带频率3.5 GHz的，这种天线的电抗变为零，并且电阻值下降到其最低值（4欧姆）。值得注意的是，该电阻值是在整个无用频带（3.3-3.7千兆赫）几乎是恒定的（小于10欧姆）。同样地，在使用10pF变容二极管时，带缺口的频率偏移至2.4GHz的零电抗和电阻降低到其最低值（5欧姆）。此响应表现一个典型的带抑制特性。
通过优化和研究提议的天线的变容变容管的位置被如此选择，以达到最大的频率调谐，而不干扰天线匹配。它的可变电容修改内部单弦形状的有效长度。
三、结果和讨论
图2显示了该天线与内弦的月牙形状，内外弦新月形状的模拟电压驻波比。如图2所示，通过增加一条带到外新月形产生共鸣，该天线谐振从1.5至5.5千兆赫，相比作者以前的工作频率[11]获得一个更宽的频率范围。应当指出的是，外散热器是由两个圆的截面构造，每一个都具有不同的半径和中心，从而使所得的贴剂与耦合到缺陷接地平面的效果截取得到，以辐射在两个不同的频带。通过优化和研究提议的天线的变容变容管的位置被如此选择，以达到最大的频率调谐，而不干扰天线匹配。它的可变电容修改内部单弦形状的有效长度半径较大控件基本频率，而较短的半径可以调整，以获得所需的高频率。它清楚地看到，该天线与内弦的月牙形状，内外弦新月形状的模拟电压驻波比，在该范围内的电压驻波比小于2的两个相邻的谐振频率目标，是1.5 GHz和5GHz，而值得注意的是，天线的阻抗带宽为3.5 GHz。这对GPS、DCS、PCS、UMTS，WLAN和WiMAX频段提供足够的覆盖范围。
图4 天线原型与直流偏置电路(a) 顶部天线原型(b) 底部视图
A．变容二极管和提出的天线的直流偏置电路
天线频率的调谐的可行性，使用合适的直流偏置的变容二极管电路负载电容，进行了进一步的探讨了。包装的BBY52-02W变容二极管具有电容在0-15V的反向偏置电压范围内可调范围为0.25至10.5pF。直流分量控制变容二极管安装在PCB板博德曼绘制图图4所示的背面。直流电压是从使用无线电-射频信号分离100 频率扼流圈与高Q值(gt;40)，误差在5%以内。一个对片式电感器功能单片用低损耗陶瓷用到绕线做的实现最优的高频性能。天线频率的调谐的可行性，使用合适的直流偏置的变容二极管电路负载电容。两个100pF片式电容器提供直流在微带馈电线和短路后的直流隔离阻断。在这种测量方法中使用的电容器是微型多层陶瓷电容器，具有高Q值(gt;40)和极低的等效串联电阻。
为更好地了解天线的性能，用直流电缆天线模型模拟如图5所示。这项研究是按逐渐增加的导线总长度线从30毫米到70毫米，保持在宽度0.5毫米。如图可以清楚地说明，当0.5pF变容二极管应用时，变化的电压驻波比随缺口在3.5GHz或多或少超过上述长度是相同的。
图5电缆对天线性能的影响
加载的的天线的PCB的原型沿与变容二极管和无源元件如图所示4b和图4c。其可以从测量结果表明通过改变变容二极管直流偏从5V和11V，频带中心频率会调整到到拒绝无线局域网频带(2.4-2.485GHz)和WIMAX的频带（3.3-3.7GHz）如图图6所示。一个满意的连续可调凹陷出现在所有中间偏置电压中。
图6测量和模拟为提出装变容天线驻波比5和11的直流电压
B.当前变容二级管天线的表面电流
为更好地了解变容二级管的有效性，当前的表面的天线与无变容二极管是如图7中在调查中心拒绝了2.4GHz和3.5GHz的频率。如图所示7a，卸载天线在 2.4GHz和3.5GHz的主要电流出现了作为在馈电点的凹陷频带周围带不能被创建。然而，当0.5pF插入中拟议的天线引入3.5GHz的凹陷带宽，在图7b可以知道，电流被严格阻止在天线的辐射体里面，它充当谐振器。同样地，当一个10.5pf加到2.4GHZ过滤带在图7c，同样强度的电流密集呈现在天线辐射体，和在3.5GHZ情况下相似。
图7 电流表面情况a）没有装天线，b）0.5pf天线，c）10.5pf天线分别在2.4GHZ和3.5GHZ环境下
C.辐射图形，功率增益和天线效率。
天线原型图案在远区消声室里面用高度方位调节器测量，在天线坐标系统俯角轴与极轴重合（theta;=0度）。注意到天线坐标系统在图1a中作出，当theta;从Z正半轴向XY平面并且Phi;被计算顺时针方向在XY平面的X轴。
图8
方位驱动角因此不断减小Phi;。上面固定的天线是个宽带喇叭被放置4m在测试中。高程定位器在Phi;从-180度到180度转动5度的增量。两种模式减小在三种选取的测试频率下，适当的转变在指定的带宽。原型的辐射图案在1.6，3.2，5.0GHZ当变容二极管是活跃的在5V和11V时测量，相应的结果的确跨越在模仿数据在图8。结果表明辐射图案几乎全方位与曲解的短极特有的激励。显而易见，一些矛盾存在仿真和测量间由于细微的不同在仿真和物理添加装置。然而，由于极化问题不关键在天线在轻巧装置上，天线上高交叉极化比例是可接受的。此外，辐射图案在变容二极管在激励11V下和5V条件下很相似，因此此处不复述。
图9
图9展示了测量的增益和单极性天线效率在加载和没加载情况下。值得注意变容二极管优先级仅仅改变带阻滤波器并且增益没有持续改变。没有装载天线的有2.8dBi增益在带阻滤波器中心频率为3.5GHZ，1.9dBi增益在频率为2.48GH
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