用于短波数据通信的极化分集技术
1.简介
近年来，大量的研究致力于提高超过3KHZ的短波通信信道数据传输速率。
目前应用最广的两类串行音频波形标准——Mil-Std188-110A和STANG4285，它们支持编码后以2400bps的数据传输速率传输数据。虽然它们支持高于2400bps的数据传输速率，但是在短波通信的复杂环境中，由于没有前向纠错技术，因此它们实用性非常有限。在短波通信的信道中，接近9600bps的数据传输速率，可以具有比较好的信噪比。但是，为了在长距离传输中保持这样的数据传输速率，必须找到一种比现行方法更有效的方法来解决在长距离短波传输系统中的衰落问题。
根据Serinken和Jorgenson等人所著的《高频数据传输系统中的极化分集》，在圣约翰，纽芬兰和安大略湖渥太华之间的一条利用极化分集优点的天波链路，不仅仅实现了分集接收，而且在同样的情况下实现了分集传输。分集接收是通过在调制解调器前面连接一个接合器来实现的，这是用来解决频率分散信道衰退的一种不太理想的方法。
本文是对《高频数据传输系统中的极化分集》的继续研究，使用通信研究中心发明的调制解调器，他们将均衡和分集视为节点的最优化问题。在本次课题中，研究的重点是使用极化分集技术来实现长距离短波通信链路的高速率传输。
- 波形设计及仿真
为了实现想要达到的数据传输速率，已经设计了比Mil-Std188-110A和STANG4285更加有效的串行音频信号。已经完成了两路相关信号采用QPSK，8PSK,16QAM以及64QAM的调制方式来实现介于2400bps到9600bps的用户数据传输速率研究和测试。每一路波形采用一种最原始的序列.大约持续0.1 秒，紧接着是重复的数据块和训练块。每路波形的训练块部分都占31个符号长度，由重复的16个符号长度的Frink-Heimiller多相位序列组成。两路波形拥有96个符号和256个符号数据块，能够分别应对轻微的和最小多普勒扩散。大型序列的最后128个符号将被周期性的重新插入，每次重新插入发生在训练块的第128个符号传输过后。每一个波形采用卷积码编码并且引入大约10秒的端到端延时来进行卷积分界。
表1概述了本次试验所采用的信号类别，图1是在添加高斯白噪声的信道中，关于CRC波形的实时仿真结果。为了让实验结果具有参照物，该实验中还引入了一种传输速率为2400bps的基于STANAG4285商业实施标准。在高斯噪声信道中，基于STANAG4285标准的速率为2400bps传输模式的信噪比稍微优于采用CRC实现的速率为3600bps的信噪比。考虑到这两种方法都采用8PSK的调制方式，且编码效率都为2/3，因此具有接近的误码率不足为奇。
早先的实验结果已经表明以正交极化方式接收的信号会表现出不同程度的相关性，从两路信号相互抵消的强相关到两路信号几乎不相关，在这种情况下，一路信号会消失另一路信号似乎会得到增强。仿真结果表明，两路信号的衰减可以认为是彼此独立的。图2展示了在采用和不采用分集技术两种情况下，单径衰落信道中用CRC方法设计的波形误码率随信噪比的变化图像。增益取决于分集，尤其是在信噪比提高的情况下，取决于所要求的误码率的阈值。
根据图2，当采用的误码标准时，单径衰落情况下的极化结合表明两路信号的衰减相互独立，增益大约为8-10dB。由于曲线的倾斜程度各不相同，更严格的误码标准会使分集效果大幅度提升。
两路衰减信道的仿真表明分集结合并不能表现出比在单径衰落情况下的更多优势。此现象的解释是在两路衰减的信道中存在独立的衰减路径，现代的均衡器已经能够实现二次分集。从2路分集到4路分集所涉及的增益的实质远非从没有分集到二次分集的变化。在我们的仿真结果中，误码率标准从到变化时，我们可以清楚地观察到分集增益与两路独立信道分集结合近似，大约5-6dB。
- 试验系统描述
实验持续了两周，在1996年11月下旬和12月上旬的白天进行，测试了工作频率在13.094MHZ时的大约1800km长的天波链路，测试项目包含分集发射以及分集接收。发射地点位于圣约翰，采用一个数字音频磁带录音机来播放事先录制的调制解调器信号。数字录音机的左右声道分别用来激励2个激振器和功率放大器，进而通过水平偶极子天线和垂直单极天线将信号发射出去。激振器采用普通的晶振来将信号调谐到相应的频率上。在测试分集发射时，除了在垂直单极天线引入了大约2.7毫秒的延迟的音频信号外，录音机的左右通道信号是相同的。每路天线的PSK信号测量的输出功率大约为500W。在接收中，从垂直单极天线接收的信号相对于从水平偶极子天线接收的信号而言，平均衰减约6分贝。
接收地点位于渥太华的通信研究中心，应用半波长偶极子天线来实现垂直极化和水平极化，进而反馈给两个接收机，这两个接收机使用一个常规晶振来进行驱动。接收机的音频输出被记录在数字收音机的左、右声道的音频磁带中。这允许使用相同的信号来观察只有垂直极化，只有水平极化以及同时具有两种极化时，分集接收装置中使用的调制解调器的性能。通信研究中心的接收站点通常是非常嘈杂的，将接收天线置于一个相对安静的位置可能会取得更好的效果。
该试验是在11月27日- 12月11日期间进行的。表1所示的波形是进行连续传输条件下的；每个波形首先采用约3.5分钟的水平极化方式传输，紧接着采用3.5分钟的水平以及垂直极化的方式进行分集传输。在分析中，我们考虑了四种可能的组合方式单发射天线，单接收，分集发射天线和分集接收。接收到的水平和垂直极化方式之间的差异不大。因此，当不采用分集接收时，所示的结果将是与采用水平极化时一致。
- 实验结果
与实验中近似的高速率数据传输，只在支持双向通信的系统中得到了广泛应用，尤其是在具有自动重发请求（ARQ）功能的系统中。在认识到这一点后，实验专门分析了这种系统。每接收到1字节的数据块就分析一次。在自动重发请求（ARQ）系统中，数据吞吐量与接收到的非错误的块数与传输总块数的比率成正比。实验结果表明，在改变块的大小时，作为一个自适应帧大小的协议，特定的操作点会受到影响，但整体结论不会改变。
分集的好处是非常明显的，图3显示了在12月3日下午晚些时候记录的3.5分钟内的误差分布。在这种情况下，有34%的数据块在单独使用水平极化的方式接收时无差错，有33%的数据块在使用垂直极化接收时没有错误。从153到154，或者说超过99%的发送数据块在采用分集接收时能实现正确接收。虽然从图中很难看出，但在分集接收中总共只有7位错误，这些错误全都发生在150号数据块，这个例子很不寻常。在大多数情况下，得到的吞吐量在只使用一种极化接收方式时要好得多，因此，基于分集技术的改善效果并不是很明显。
图4显示了基于对来自整个试验的误差统计的检验，利用CRC 2400bps的波形获得特定吞吐量的时间百分比，图5显示了STANAG 4285 2400 bps调制解调器吞吐量可用性。在每个图的图例中，“tx”和“rx”用于表示发送和接收，而“hor”和“vert”表示水平和垂直极化。尽管CRC 2400bps模式优于DSP信道模拟器上的商用STANAG 4285调制解调器，但在实际情况下，当进行公平比较（即没有接收分集）时，商业实现提供更好的可用性。商业调制解调器的令人印象深刻的性能可能归因于其非常好的干扰抑制能力和脉冲噪声限制算法，但现在这两者都没有在CRC调制解调器中实现。计划对CRC调制解调器的未来修订进行干扰删除，这将改进调制解调器的可用性。
图6对3600bps模式提供吞吐量可用性的检查显示出比2400bps所获得的曲线的偏移更多，这表明该更高的数据速率在几乎相同的时间百分比中可用。有两个4800bps波形，一个使用96符号数据块和16-QAM调制方式，如图7所示，而另一个使用256符号数据块和8-PSK调制方式，如图8所示。对于这个中纬度路径，两个波形工作良好。平均来说，使用具有长数据块的8-PSK的好处似乎胜过使用具有较短数据块的16-QAM。这些图像也非常清楚地显示了分集的优点。例如，如果选择4kbps的目标数据速率，则在没有分集的情况下这将是30-45％的时间，并且在任何形式的分集的情况下不小于80％的时间。
图9显示了6400bps波形的吞吐量可用性。如表2所示，如果我们考虑6kbps的目标吞吐量，则注意到可用性的宽间隔。在链路的任一端没有使用分集时，仅在17％的时间可用6kbps的速率。发射分集增加到42％。当使用接收分集时，79％的时间里可能是6kbps，当使用一个单一的发射天线，并且使用分集传输时，可能有84％的时间能达到6kbps。
两个64-QAM波形的结果如图10和11所示。当采用发射和接收分集时，7200bps模式的性能仍然相当好，而9600bps波形的性能却不好。9600bps波形时效果较差是因为多电平调制，长数据块和HF接收机的自动增益控制（AGC）之间的相互作用的结果。 当AGC改变数据块期间的放大电平时，由于引入了信号电平的突变，因而破坏了该点数据块的完整性。
对于诸如QAM调制的电平敏感调制，这产生了一个问题。 当使用更长的数据块，问题会更严重。这已经通过运行具有固定AGC的多个测试来进行了确认，已经取得了更好的结果。对于较老的商业无线电，这是不可避免的后果; 而对于较新的数字无线电，AGC可以同步到调制解调器帧结构或数字校正。
- 讨论
大尺寸的短波通信天线通常对可以安装移动平台的天线的数量和类型施加严格的约束。发射分集提供了一种获得在从通常可以容纳多个天线的基站到移动站的链路上的分集的优点的手段，其中通常只有单个天线是可能的。接收分集可以用于在从移动到基站的链路中提供分集。
当采用发射分集时，表2中所示的可用性数字表明，对于如本试验中使用的配置，4kbps的吞吐量将可达到超过85％的时间。对于此特定链路，CRC 6400 bps波形执行得最好，并且能够在两周试验期间在89％的尝试中提供4kbps的吞吐量。
表2中给出的百分比可用性表明，当使用接收分集时，达到高达6kbps的吞吐量具有高可靠性。64-QAM波形不太适合用于这样的常规无线电，因为它的通道上具有太多的可变性。然而，对于接收分集，它们偶尔在这个链路上提供极高的吞吐量。
这个试验的一些方面值得进一步考虑。虽然我们主要在关注如何增加数据速率，但是有趣的是，确定极化分集对于其中遇到差SNR的较低速率系统的性能的影响，例如在移动空中平台和手机无线电台上的情况。为此，我们将研究从具有分集的基站到个人移动终端的近垂直入射天波（NVIS）电路的性能。将进一步研究的另一个要素是AGC与多级调制的相互作用的问题。计划采集数字接收机将允许我们尝试通过对AGC电路进行数字校正来提高9600bps波形的可用性数字。
HF通信中的极化多样性实验
摘要：我们分别用水平极化天线，垂直极化天线和圆极化天线进行了实验，证明在散射环境中难以建立不同极化方式的独立空间通道，并且通过使用极化分集的技术来避免相同的频率干扰。尽管该理论表明在散射环境中，可以获得通道容量的三倍的额外因子，获得额外的能量，因为在给定点处存在六个可区分的电极化和磁极化状态。根据辐射散射在散射环境中的传播特性，在短波通信中采用圆形极化天线; 实验的结果表明极化分集不能区分通用无线电台和天线的空间信道。
关键词：极化分集 HF 螺旋天线
简介
假设在自由空间中电磁辐射仅有两个偏振自由度。这种情况的出现是因为在自由空间中，辐射的电磁场被限制为彼此垂直并且与传播方向垂直。因此，一旦传播方向固定，仅保留两个自由度，其通常被称为水平或垂直（1英寸）极化。 然而，在存在反射表面的情况下，在两个点之间可能存在多个路径，即当电磁波在建筑物中返回到散射空间时，这与我们对散射空间的直观概念相悖。在存在反射镜的情况下与电场通信，在二维图中，发射器A1和A2（左）处的正交电流偶极子控制在接收器处的两个电场自由度：E0和E2（右） 。如图1所示
垂直于平面线圈的方向贡献第三自由度（E0，E1和E2是所示三个路径上的横向场）。由于电磁波的横向传播，在接收器处将没有纵向电场分量。因此，在没有镜子的情况下，标记为A1的电流偶极子不会在接收器处产生电场。然而，替代传播路径使得分量E2出现在接收器处，对于非反射路径，其具有非零纵向投影。
当波沿着反射路径（它是有效的纵向分量视线）传播时，不存在电组件并行传输路径。因此，通过使用适当的发射天线，我们可以传播导致所有三个电场分量中的独立波动的波。单个反射表面的存在允许使用三个电场极化的通道用于无线通信。
只有当发射机/接收机天线采用多电平集成时，上述理论和实验才能成立。例如，用于电视VHF通道的广泛使用的发射天线 - 水平全向天线将两个半波长水平对称振动器A1aud A2正交地放置在平面XY中，两个对称振动器的电流幅值相等，相位差为PI / 2： 如图2所示
如果我们采用如图2所示的电视天线的结构，并将高位置放在户外（非散射环境），电视机可以接收到非常清晰的图片，但是当我们利用这个天线接收室内电视信号（散射环境）时，我们发现只有当天线处于特殊位置时才有噪声（电视屏幕显示一些雪花
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