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不同工作条件下DWDM传输系统EDFA性能的研究
J. Putrina, S. Olonkins, V . Bobrovs, J. Porins
Institute of Telecommunications, Riga Technical University
12 Azenes Str., Riga, LV-1048, LA TVIASergejs.olonkins@rtu.lv
摘要：
本文研究了掺铒光纤放大器（EDFA）性能对其工作条件的依赖性。首先，观察了信道间隔的变化对放大器信号质量和所需EDFA配置的影响-考虑了信道间隔的三个不同值-37.5ghz、50ghz和100ghz。然后，评估EDFA定位对放大信号质量和所需配置的影响。考虑了三种不同的EDFA定位方案：当EDFA用作功率放大器、串联放大器和前置放大器时。在所有情况下，我们发现这种掺铒光纤放大器的结构可以确保系统所有信道的误比特率（BER）值低于1·10-9。为了评估放大器的性能，对于相同的传输系统，在没有放大的情况下，获得功率惩罚值。
关键词：放大器定位、信道间隔、掺铒光纤放大器、波分复用。
- 引言
在过去的几十年中，光纤传输系统的吞吐量经历了显著的增长。这一趋势主要是由在线多媒体服务和machineto-machine应用的不断普及和可用性驱动的。根据思科虚拟网络指数预测，预计到2022年底，每月全球IP流量将达到396 EB。为了提高未来光网络的吞吐量和现有传输系统的性能，人们付出了巨大的努力。提高现有波分复用（WDM）传输系统容量的两种最常见方法是提高每个信道的比特率或确保同时传输更多信道。上述两种方法中的任何一种的实现都对波分复用系统中传输信号的质量提出了更严格的要求。此时，优化光放大器的性能变得越来越困难，因为该网络元件是光信号损伤的主要来源。掺铒光纤放大器（EDFA）是现代光网络中最常用的放大器类型，因为它们工作在标准单模光纤中观察到最小光信号衰减（1530–1565nm）的波长区域，因为它们相对容易建造。EDFAs还以其高能量传输效率（超过50%的泵浦能量用于Er 3离子的激发）、几乎完全的偏振不敏感和相对低的噪声特性而闻名。
掺铒光纤放大器的性能在很大程度上取决于掺铒光纤长度、泵浦功率、泵浦波长和泵浦传播方向等参量。这些参数直接影响增益介质中布居反转的实现水平，因此，错误地选择其中至少一个参数将导致增益谱的形状、实现的放大水平和产生的放大自发辐射（ASE）噪声量的变化。此外，放大器的性能也在很大程度上取决于放大器的工作条件。系统配置的任何调整都会导致输入信号功率或要放大的波长带宽的变化，这将影响整个系统的性能以及EDFA的配置，EDFA对所关注的系统是最佳的。
本文的目的是研究通道间距和输入信号功率的变化对掺铒光纤放大器性能的影响。在为每个系统设置选择EDFA配置时，目的是找到确保所需信号质量的最低泵浦功率，以避免过度泵浦，这可能导致额外的放大信号差异。
2. 波分复用传输系统中通道间距对EDFA性能影响的研究
掺铒光纤的分子结构决定了掺铒光纤放大器的增益谱严格依赖于波长，传统掺铒光纤放大器的增益谱宽度约为40nm。由于需要提高WDM传输系统的容量，利用EDFAs提高现有系统的总传输速度的明显解决方案是减小信道间隔，以确保在有限的增益带宽上同时传输更多的信道。通道间距的变化可能直接影响整个系统的性能，因此，在这种变化之后，需要重新调整放大器参数，以便为所关注的系统找到最合适的EDFA配置。本节的目的是评估波分复用传输系统中改变信道间隔对EDFAs性能的影响。采用OptSim 5.2仿真软件，得到了本文介绍的结果。如经验所示，它能够处理多通道光传输系统的复杂模拟，并确保高精度结果，而对其操作的硬件没有高性能要求[9]-[11]。为了评估信道间距对EDFAs性能的影响，建立了一个传输距离为150km的非归零强度开关键控调制（NRZ-OOK）9.953gbps波分复用（WDM）传输系统的仿真模型和一个在线EDFA。该仿真模型如图1所示
图1 16通道9.953gbit/s波分复用传输系统NRZ-OOK调制格式和在线EDFA的仿真模型。
每个发射机由一个数据源、NRZ编码器和一个连续波激光器组成，其6dbm的输出辐射由一个外部马赫-曾德尔调制器调制。根据系统中使用的信道间隔，每个发射机以自己的频率工作。观察到三种不同的信道间隔值：37.5ghz、50ghz和100ghz。16个发射机的中心频率分布在以下频率范围：193.1至193.6625太赫兹（37.5千兆赫信道间隔）、193太赫兹至193.75太赫兹（50千兆赫信道间隔）和192.6至194.1太赫兹（100千兆赫信道间隔）。
所有16个发射机的输出光辐射合并成一个光流，通过150公里长的光链路发送，该光链路由两段（100公里和50公里）标准单模光纤（SMF）组成，在1550纳米参考波长处衰减0.2分贝，色散17 ps/nm/km。直列EDFA位于传输线的两段之间。经过第二个SMF处理后，信号通过光纤布拉格光栅（FBG）发送用于色散补偿（补偿色散总量为2550ps/nm），并在16针基于光电二极管的接收器中进行分配，在1·10-9参考误比特率（BER）下灵敏度为-20.5dbm。在选择掺铒光纤放大器的结构之前，必须调整接收端带通滤波器的-3dB带宽。为此，在无放大和传输距离为40km的系统中，在每个信道间隔处，得到了16个信道中的最大误码率（系统最大误码率）与滤光片的-3db带宽的关系。所得结果如图2所示。
图2 系统的最大误码率依赖于35.7（蓝色）、50（红色）和100ghz（绿色）信道间隔的光学滤波器的-3db带宽。
如图2所示，当100GHz信道间隔时，当滤光片的-3dB带宽设置为31GHz时，在50GHz信道间隔-26GHz（2.98∙10-9，第8信道）和37.5GHz信道间隔-20GHz（1.07∙10-7，第四频道）。这些结果表明，如果滤光片的-3db带宽太小，则会滤除部分通道信号能量，导致信号质量严重下降，反之，如果能量太大，则属于相邻信道的部分能量不会被滤除，从而导致相应信道的误码率增加。直列式掺铒光纤放大器是基于一个12米长的掺铒光纤，其中980nm的泵浦辐射与放大信号的传播方向相同。选择980nm波长是因为，一般来说，在相对较高的泵浦功率（30-100mw）和相对较短的EDF跨距下，980nm泵浦能够确保比1480nm泵浦更高的放大效率，由于1480nm处的非零发射截面，较高的能级被泵本身部分排出。因此，并不是所有实现的总体反转都用于放大信号[6]、[12]、[13]。为了寻找能保证信号质量的980nm共传输泵浦的最低功率，在37.5ghz、50ghz和100ghz信道间隔下，观察了不同泵浦功率下系统的最大误码率。所得结果如图3所示。
图3 在37.5（绿色）、50（蓝色）和100ghz（粉色）信道间隔的系统中，系统最大误码率与980nm共传播泵浦功率的关系。
图3所示的结果表明，在37.5ghz信道间隔下，保证误码率低于1·10-9阈值的最小泵浦功率为80mw。这比50千兆赫或100千兆赫信道间隔的情况下多20兆瓦——在这两种情况下，只有60兆瓦足以确保所需的信号质量。在具有50ghz和100ghz信道间隔的系统中，确保所需信号质量的最小泵浦功率是相同的，这一事实表明，对于50ghz和更高的信道间隔，相邻信道造成的信道间串扰太小，无法对放大信号的质量产生显著影响。
可以看出，在较低的泵浦功率下，在100ghz信道间隔的系统中观察到比在较低的信道间隔的系统中更高的误码率值，而在46信道间隔的系统中观察到，但情况随着泵浦功率的增加而改变。这种行为是由EDFA增益谱斜率引起的，对于100ghz信道间隔，用于传输的波长带宽是50ghz间隔的两倍。由于EDFA的增益谱斜率，在100ghz信道间隔下，波长越高的信道获得的放大率越小，因此，这些信道的误码率值越高。在较高的泵浦功率下，通道的功率变得足够大，从而在通过第二SMF传输时引起光纤非线性。信道间距越小，四波混频（FWM）的产生越明显，导致信道-信道FWM（CC-FWM）产生的信道间串扰越大。因此，当提高泵浦功率以获得更高的信道间隔值时，误码率值比信道间隔较低的系统下降得更快。所选择的放大器配置确保了以下增益和噪声系数（NF）值：
bull;37.5ghz通道间距的系统：80mw 980 nm共传播泵浦保证增益从23.98db到24.53db，NF从4.47到4.5db。
bull;50 GHz信道间隔的系统：60 mW 980 nm共传播泵确保增益从22.38分贝到23.33分贝，NF从4.5分贝到4.54分贝。
bull;100GHz信道间隔的系统：60mW980nm共传播泵确保增益从21.7dB到23.94dB，NF从4.48到4.56dB。
这些结果表明，在37.5ghz间隔的WDM系统中，与信道间隔较大的系统相比，在几乎相同的NF值下需要更高的增益以确保BER低于1·10-9阈值。这可以解释为，在37.5ghz的信道间隔下，为了避免来自相邻信道的信道间串扰，光滤波器的带宽需要非常小，以至于它可以滤除相应信道信号的一部分能量。这就是为什么要获得更高的增益，以确保光电探测器输入端所需的信号功率。在50ghz和100ghz信道间隔的情况下不需要这样的附加放大，因为这样的间隔足够高，以避免前面描述的信道间串扰。此外，如前所述，CC-FWM产生的信道间串扰在信道间隔较低的系统中更为明显。因此，需要在37.5GHz信道间隔的系统中进行额外的放大，以补偿CC-FWM产生的信号损伤。
为了评估EDFA的性能，获得了所有观测到的信道间隔值，在信号质量最差的信道中（其中首先检测到BER值高于10-9阈值）的BER值与检测信号功率的依赖关系，并将结果与波分复用（WDM）系统中相同的结果进行了比较。所得结果如图4所示。
图4 在具有内联EDFA（37.5ghz–绿色，50ghz–蓝色，100ghz–粉色）和无放大（37.5ghz–橄榄色，50ghz–深蓝色，100ghz–紫色）的WDM系统中，信号质量最差的信道中的BER值与检测信号的功率的依赖关系。
图4显示，在具有100 GHz信道间隔的系统中，在50 GHz信道间隔–0.18 dB和37.5 GHz信道间隔–0.22 dB的情况下，EDFA的实现导致相对于未经放大的系统的0.1 dB功率损失。结果表明，信道间距越小，功率损失越大。在这三种情况下，功率惩罚的主要部分与EDFA产生的ASE噪声有关。这三种情况下的NF值几乎相同；因此，EDFA产生的ASE不是导致功率惩罚差异的因素。造成这种差异的原因是光纤非线性产生的通道间串扰。当信号功率足够大时，在传输过程中会产生光纤非线性，包括CC-FWM和自相位调制（SPM）非线性效应。四波混频的效率随着相互作用光谱成分之间波长差的减小而增加。因此，信道间距越小，信道间FWM的观测效率越高，产生的信道间串扰量也越大。SPM的存在也会导致在相对较小的信道间距下的信道间串扰，因为它会导致信道频谱的展宽并导致相邻信道频谱的重叠。
3.掺铒光纤放大器定位对放大信号质量影响的研究
从放大器定位的角度来看，放大器可以有三种不同的使用方式：
bull;作为功率放大器-放大器放在接收器块的输出端，用于在通过传输光纤发送信号之前提升信号功率。
bull;作为串联放大器-放大器放置在传输光纤的两个跨距之间，用于补偿累积的信号衰减，而信号功率对于放大或检测来说并不太低。
bull;作为前置放大器-放大器放置在接收器块的输入端，用于在检测前放大信号[6]。
在本节中，作者研究并比较了掺铒光纤放大器用作功率放大器、串联放大器或前置放大器时的性能。为实现这一目标，介绍了一种采用NRZ-OOK调制、总传输距离为100km的9.953Gbps波分复用传输系统的仿真模型。当EDFA用作前置放大器（图5.a）、串联放大器（图5.B）和前置放大器（图5.C）时，实现了三种不同的EDFA定位方案。
在图5所示的仿真模型中，用于传输的频率区域为193太赫兹到193.75太赫兹，相邻信道之间的信道间隔为50千兆赫-根据用于DWDM应用的ITU-T G.694网格选择这样的设置。所有发射机的输出辐射被合并并通过一条100公里长的传输线发送，该传输线由两条50公里长的标准SMF跨距组成。当EDFA用作功率放大器时，它被放置在SMF1的输入端；当EDFA用作串联放大器时，它被放置在SMF1和SMF2之间；当EDFA用作前置放大器时，它被放置在FBG之后的接收器块的输入端。选择EDF长度和抽运辐射参数，以获得最小抽运功率，保证所有信道的误码率低于10-9。因此，决定在所有三种EDFA定位方案中都应使用单泵解决方案。与前一节一样，决定使用980nm的共传播泵来获得EDF中的布居反转。由于在所有三种情况下，EDFA输入处的信号功率是不同的，因此针对每个EDFA定位情况选择了EDF的长度。
图5 采用NRZ-OOK调制和不同EDFA定位方案的16信道9.953Gbit/s波分复用传输系统的仿真模型：（a）–作为功率放大器，（b）–作为串联放大器，（c）–作为前置放大器。
在选择升压型掺铒光纤放大器的结构时，考虑了掺铒光纤长度和泵浦功率的不同组合，将掺铒光纤的长度从5米改为15米，得到了每一特定长度的掺铒光纤的系统最大误码率值与980nm共传播泵浦功率的关系。部分结果如图6.A所示。
图6 系统最大误码率值与5、8、11和14米长的掺铒光纤放大器（
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