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用于汽车照明的自适应峰值发光二极管恒流源
Pavel Horsky ,Senior Member,IEEE,Jan Ploihar,and Jiri Daniel
摘要——这篇论文讲述一种应用于汽车像素（矩阵）照明的新型平均电流控制的DC-DC 发光二极管驱动电源。恒流源的电流值大小只能被高集成度的开关和被控制的峰值电流所调控，是为实现了平均输出电流从除了电流传感器以外组件和参数容差的影响独立出来。快速反应输出电压的变化是需要像素光的相关操作，相关操作是通过恒定纹波器来是为要实现，其原理是控制关闭时间与输出电压成反比关系。
关键词：平均电流控制、DC-DC 发光二极管驱动电源、发光二极管照明、矩阵灯、像素灯。
1.介绍
发光二极管照明在汽车各个领域的产品应用中已经非常流行。它的范围从转向信号灯、刹车灯和智能自适应大灯到车内照明等一系列汽车照明设备。发光二极管照明提供被增强的模式选项，拥有“即时开启”照明的技术，并允许将亮度控制在0％至100％的功率范围内。现阶段的自适应前照明系统（AFLS）利用传感器，发动机和发光二极管矩阵的组合来调节光束的方向和强度。发光二极管产生的光通量与发光二极管中的电流成正比。为了控制发光二极管的光通量，有必要使用稳定的电流来驱动发光二极管。为了利用高亮度发光二极管的更高效率，高效率的发光二极管驱动器应运而生。对于最高功率的发光二极管的照明功能像调低发光二级管灯的亮度和调高发光二极管管灯的亮度是需要光线切换模式的DC-DC转换器。当串中的某个发光二极管被像素开关短路时，自适应前照明系统（AFLS）利用亮度控制为每个独立的发光二极管改变灯光的光线并，这需要需要高速反应DC-DC转换器去应对这些快速的改变。
在参考文献[1]—[10]中评估了用于发光二极管驱动电源的不同dc-dc转换器电流调节技术。参考文献[1]使用一个固定的峰值电流和一个可改变的中断时间，这个中断时间是根据关断时间内的平均电流的大小来调节的。参考文献[2]通过正常工作状态下测定最小和最大的电流值，并使用逐次逼近算法来调整中断时间。参考文献[3]中，平均电流和峰值电流阈值与适应的关断时间的调整结合使用，以保持恒定的纹波电流值。在参考文献[4]中介绍了一个PI调节器，它基于平均电流比较器来控制上升和下降沿的开和关时间。在参考文献[5]中介绍了在高端（HS）和低端（LS）开关上均具有电流检测的快速调节，同时在HS和LS开关上都增加电流感应的缺点。在参考文献[6]—[7]中利用了依赖于所用线圈的稳定性的具有自适应中断时间的峰值电流调节。参考文献[8]中描述了具有PWM控制器的双相位发光二极管驱动器，参考文献[9]中显示了前馈同步电流控制。在参考文献[10]中，将简单的峰值电流检测与磁滞电流控制进行了比较。
这篇论文的主要目的是提出一种平均电流调节的方案，该方案仅对集成HS开关上的感应电流产生对输出电压变化做出快速反应，而如果将LS二极管或FET保持在集成电路外部，因此可以提供一种更经济的解决方案。
这篇论文结构如下：
- 第二部分介绍了现有的恒流脉冲调节技术。
- 第三部分介绍了新的平均电流调节技术。
- 第四部分介绍了实际是为要实现和实验成果的展示
- 第五部分总结实验最后得出结论。
2.恒定纹波电流调节技术
驱动发光二极管的标准压降DC-DC转换器如图1所示。当使用同步整流时可以用场效应晶体管代替二极管D1。
图1. DC-DC转换器，用于驱动串联的发光二极管灯
为了限制功耗，提高效率并具有较宽的动态范围输出电流（通过使用电流范围），可以在HS功率MOS晶体管M SW1上使用电流检测，而无需额外的电流检测电阻。线圈L 1和HS MOS开关M SW1中的电流如图2所示：
图2. 工作状态下，HS MOS、开关Msw1和线圈L1中的电流
HS MOS晶体管中的电流仅在该晶体管导通期间存在。在HS开关导通期间，由于V BCK节点上的寄生电容C2充电，电流将到达第一个峰值。在HS开关导通时间内，这可能会对平均感测电流产生不利影响。在评估HS开关中的电流时，需要去掉第一个峰值，并且只有在tmask时间之后才能开始评估，为了避免郎涌电流达到峰值电流的误读。时间tmask应设置方式应该始终比第一个电流峰值更长。
- 电流调节的规则
恒定纹波电流调节[7]在峰值电流I peak1处关闭功率晶体管M SW1。平均输出电流I avg1为：
（1）
其中I RIP1是纹波电流，其可以被计算为：
（2）
t off代表压降低中断时间，V LED是发光二极管的线电压，V DIODE是二极管D 1的电压降，V COIL是二极管在断开时间内的电压，L 1是线圈电感。
为了是为要实现恒定纹波电流，尽可能控制t off时间与V COIL电压成反比关系。
（3）
其中K toff是一个常数。
由于恒定的脉冲控制和可变的中断时间、降压开关频率不是恒定的，而是取决于输入电压V IN和输出电压VLED。
这种电流调节的缺点是电流纹波的精度以及因此平均输出电流取决于电感器和中时间发生器的稳定性。如果线圈的电感发生变化，则不会有反馈到系统，表明纹波不正确，这意味着平均输出电流不正确。
3.推荐的平均电流控制
提出的新解决方案通过两个比较器在导通时间内实时监视HS开关中的电流，并使用一个恒定的中断时间发生器（就像在恒定的纹波电流调节中一样）。当感知电流达到I Savg电流阈值时，平均比较器进行监测，峰值比较器监视I Speak电流阈值（见图3）。时间间隔t 1是从HS开关接通到平均电流比较器切换的时刻，时间间隔t 2是从平均电流比较器切换到峰值电流比较器的切换。
图3.推荐的电流监控
平均输出电流计算公式为：
（4）
这样可以通过设置两个电流水平（I Savg和I Speak）并测量两个时间间隔（t 1和t 2）来测量dc-dc转换器电流。在这种情况下，当t 1 = t 2时，平均输出电流等于电流I Savg，而I Savg表示平均输出电流。
图4.电流调节的简化框图
图5.时间比较模块的简化示意图
- 平均电流调节
I Savg调节方式技术原理可以表示平均输出电流，这一原理可用于电流的调节。当将I Savg设置为所需的平均输出电流并且以时间间隔t 1和t 2相等的方式调整峰值电流I Speak时，平均输出电流等于所需的设置电流I Savg。
图4显示了降压dc-dc转换器中电流调节的简化框图。电流检测模块Isense 直接在晶体管开关上监视HS开关M SW1中的电流。设置电流I Savg表示所需的目标平均输出电流，如果输出电流达到I Savg，则设置CMP Savg。电流I Speak表示设置的峰值电流，如果输出电流达到I Speak，则设置CMP Speak且控制块关闭M SW1开关。时间比较块比较时间间隔t 1从激活M SW1 开关到平均比较器的切换开始，时间间隔为t 2，从平均比较器的切换到峰值比较器的切换。该块的输出指示这两个时间中的哪个时间更长。根据时间比较模块的输出，调整模块更改设置的峰值电流I Speak。调整块由一个9位向上/向下计数器是为要实现，当t 1 gt; t 2时，该计数器递增；如果t 1 lt;t 2，则该计数器递减。根据结果，峰值电流I Speak切换1 LSB（大电流范围为3.9 mA电流步进）左右位理想数值。为了在启动后更快地解决问题，步骤需要被临时放大。当达到目标状态时，步骤将减小到1 LSB。控制块基于当前比较器CMP Speak和T off发生器的输出来控制M SW1开关的激活。
- 时间比较模块
时间比较模块的简化示意图如图5所示。它使用两个相等值的电容器（C 1和C 2）和两个电流源。在开始时，两个电容器都被充电。与电容器C 2相比，第一电容器C 1以双电流比较充电。电容器C 1充电直到平均比较器切换，电容器C 2充电直到峰值比较器切换。电容器C1在t 1时间内被充电，电容器C2在t 1和t 2两次充电。如果时间t 1和t 2都相同，则两个电容器上的导通周期电压都相同。如果这些时间不同，则电容器电压之间存在电压差，该电压差由比较器检测并用于调节系统。
图6.预驱动程序模块中的延时补偿
- 延时补偿
功率MOS M SW1的栅极驱动器中的延迟会影响系统的精度大小。时间t 1包开关的延时t Don，这意味着电源开关的有效接通时间短于t 1。时间t 2不包括关闭延时切换t Doff，该断开延迟t Doff延长了电源开关的有效接通时间。在这种情况下，平均输出电流为：
（5）
如果监视电源开关的状态，则可以补偿由栅极预驱动器模块引起的延迟。它需要一个附加的比较器（SW ON比较器），该比较器正在监视V BCK电压以检查开关M SW1的状态。在这种情况下，时间Ť 1个从开关M SW1的激活（由附加比较器监控）到平均比较器的切换，测量值。时间Ť 2从平均比较器的切换到开关M SW1的停用（由附加比较器进行监控）进行测量（见图 6）。峰值电流比较器仍用于关闭M SW1。附加比较器的触发电压设置为输入电压V IN的 1/2。
- Toff发生器
为了能够快速响应由像素开关引起的ALFS前照灯中的发光二极管短路引起的输出电压变化，并避免了需要快速峰值电流变化的需要，中断时间必须与线圈电压成反比关系。这样的一个关断时间保持恒定的电流波动，保持恒定的平均电流值。自适应关闭时间发生器[6]保持恒定的平均电流，并在图7中进行了描述。产生与线圈电压成比例的电流I 11，并将其用于电容器C 11的充电，直到达到参考电压V REF为止，从而产生与线圈电压成反比的时间间隔。
（6）
图7. T-off发生器的简化示意图
图8. 芯片实物图
图9.启动驱动程序
V LED发光二极管两端电压和V BCK引脚之间的线圈电压转换
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