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时变信道下OFDMA系统的导频辅助信道估计方法
Dan Li、Suili Feng、成员、IEEE和Wu Ye
一 引言
FDMA具有子载波分配的灵活性和多径衰落信道下多用户分集利用的灵活性，是高数据率移动无线通信的一种强有力的候选多址方案[1]。
在移动通信中，用户的高速运动会引起多普勒频散，破坏子载波间的正交性，导致载波间干扰（ICI），极大地降低了接收机性能[6]。信道估计（CE）由于ICI对信道估计精度的限制很大，因而成为一项具有挑战性的任务，需要有效的估计方案。
在[2-4]中，当前的OFDMA CE方法被称为时间不变（tiv）CE方案，假设信道在一个符号周期内是时间不变的，但在符号之间是不同的。那么ICI可以忽略不计。这些tiv-ofdma-ce方法不适用于高移动环境。因为当频道在一个符号周期内是时变的（TV）时，ICI就存在了。在[6-7]中，最新的OFDMCE方法通过使用最佳等间距导频来正确跟踪一个符号周期内的信道时间变化。上述理论上完善的OFDM系统电视CE方法[6-7]对于OFMDA系统来说是不切实际的。因为它们跟踪时域信道的变化必须在整个频段内均匀分布。对于存在保护带的实际OFDMA系统，剩余的数据子载波被划分为子集，然后分配给用户。根据抽样定理，用户很难从子集中的部分频率响应中获得其时域CIR。当等间距飞行员不满意时，性能会显著降低[9]。此外，将ICI飞行员视为噪声会增加估计误差。
据此，提出了一种用于OFDMA系统的导频辅助电视CE方法。在不使用等间距导频的情况下，每个用户的信道时间变化以时间-频率块进行近似计算。飞行员的ICI通过信号编码得到缓解。本文的组织结构如下：第二节介绍了系统模型。在第三节中，描述了建议的方法。第四节给出了仿真结果。最后，第五节给出了结论和今后的工作。
二 系统模型描述
我们的研究是在IEEE802.16E OFDMA系统的背景下进行的[1]，这是一个有前途的标准，支持用户的宽带接入的高移动性。我们考虑一个具有子载波的OFDMA系统，带宽由用户共享。=/是符号持续时间。包由连续的时频块组成，这是分配给用户的最小单元，上行链路（ul）称为“tile”，下行链路称为“cluster”。嵌入模块中的飞行员是为CE设计的。对用户数据块中的数据进行置乱、交织、映射（qpsk）、反离散傅立叶变换（idft）、循环前缀（cp）的添加和发送。在接收器上，移除CP后，DFT输出为
(1)
（2）
其中为用户的子载波集。（，）是采样的电视多路径CIR（n是时间索引，l是路径索引）。是通道矩阵。是加性高斯白噪声（awgn）。当（，）在一个符号中为静态时，（1）的第二项为零，可以忽略ICI。然而，对于电视频道，根据引入ICI的（2），（1）的第二项不是零。
三 信道估计算法
目前OFDMA的TIV CE方法[2-4]假定信道在一个符号周期内是准静态的，在电视信道中会出现性能下降。传统的TV-CE方法对OFDM AS[6-7]要求均匀的导频模式，这在实际的OFDMA系统中是不可用的。因为1）为了避免信道干扰，预留了保护带；2）对于多用户，可用的时频资源被划分成大小为的块。分配给用户的块通常不相邻，它们之间的空间不规则，这会导致每个用户的导频音间隔不均。
如上所述，所需的等间距导频器阻止我们将传统的TV OFDM CE方法[6-7]扩展到实际的OFDMA系统。因此，本文提出了一种分块执行的电视OFDMA CE方法，这种方法不需要均匀间隔的导频。执行如下：
首先，根据（1）式（3）给出了导频[6-7]信道频率响应的最小二乘（LS）估计值，其中，表示用户的导频副载波集。
（3）
将ICI作为（3）中的噪声[6-7]将增加LS估计量的误差下限。相关编码[8]用于缓解飞行员的ICI。映射符号编码为，然后，用IDFT对编码符号进行调制。有关详细信息，请参阅[8]。与[6-7]不同的是，采用定义为（4）的频域电视传输函数来估计信道矩阵。（5）由（4）代入（2）得出。
（4）
（5）
根据（5），当时，估计表示为（6），其中是在采样符号持续时间期间固定的的平均值。
然后，用线性模型近似表示。支持的最大车速为，当载频为3.5GHz时，为光速，则表示为[5]的最大归一化多普勒展宽为。根据[5]，在一个符号周期内以线性方式变化，当为0.1时，它可以用线性模型近似为[6-7]。
从（4）可以看出，时间变化与相同的样本在一个符号周期内呈线性变化，线性模型可用于近似。当以线性方式变化时，最小化为，根据（6），然后我们得到
（7）
从（7）获得，之后通过使用在符号持续时间内具有恒定斜率的[6-7]中的线性模型来近似表示。我们以图1为例。同样的原理也适用于其他的时频块结构，如ul-tile。它可以从示例中派生出来。
图1 OFDMADL簇结构中的线性模型。
在这里，我们考虑三个时间连续的OFDMA集群在一个编号为的用户包中。对于每个集群，副载波1和13是符号1的导频，副载波5和9是符号2的导频（图1中的黑色圆圈）。当时，根据[5]在两个符号中线性变化，这里使用[6-7]中的线性模型来近似表示，其中上标表示簇的符号，且表示簇的符号。以群的符号1为例，定义的斜率如图1所示。当时，符号1（黑圈）中导频副载波1和13的获得为（8）。为符号2中的数据副载波1和13（图1中的灰色圆圈）获得为（10）。和（其中）以相同方式获得。
（8）
（9）
（10）
然后，数据副载波的
在簇中（图1簇中的白色圆圈）通过使用估计的灰色和黑色圆圈对每个符号进行线性插值得到。最后，根据（5）从估计的中推导出集群中符号的信道矩阵。
四、模拟结果
在本节中，基于OFDMADL的集群进行了仿真，其中B=20MHz，N=2048，采用了IEEE802.16e建议的ITU信道模型。
MSE比较如图2和图3所示。我们提出的OFDMA电视CE方法表示为“P”，而当前的TIV OFDMA CE方法假设信道在一个符号周期内是准静态的，如[2-4]表示为“C”。
在图2中，曲线“1”和“3”由电视和多径衰落信道生成。曲线“2”和“4”由电视平坦衰落频道生成。当（即线性电视频道）时，曲线“1”和“2”的MSE性能分别优于“3”和“4”。当（即tiv信道）时，曲线“2”和“4”减小为零，而曲线“1”和“3”由于多径衰落信道中的频率插值误差，显示出相同的1e-4误差下限。当0.1（即快速电视频道）时，所有曲线都会出现显著的误差。因为使用线性模型跟踪电视频道的有效范围是。当时，电视频道非线性变化。
图3绘制了当v=120km/h（=0.08）。特别是在高信噪比情况下，性能的提高得到了明显的体现。
在图4中，比较了不同速度下的SER。当snr=35db，=120km/h时，固体曲线（建议的方法）的ser比虚线曲线（当前mehtod in[4]）低一个数量级。当速度超过120km/h时，其优势变得很小，因为电视频道在0.1时呈非线性变化。
图2 MSE性能与标准化最大多普勒扩展
图3MSE性能与信噪比
图4 不同速度下的SER性能比较。
五、结论
提出了一种实用的OFDMA系统的电视CE方法。在不使用最佳等间距导频的情况下，对一个符号周期内的信道时间变化进行分块跟踪，并通过相关编码减轻了ICI导频的影响。仿真结果表明，当估计量为0.1时，我们的方法优于现有的OFDMA-TIV-CE方法，当估计量为0.1时，所有的估计量都很差。因此，我们正在研究支持250km/h（0.1）速度的快速电视频道基于BEM（基本扩展模型）的CE方法。
参考文献
[1]IEEE 802.16e-2005，“第16部分：固定和移动宽带无线接入系统的空中接口”，2006年2月。
[2]M.E.Grandmaison和F.Gagnon，“上行链路OFDMA分片的信道估计算法”，正在进行中。第二Int. Symp。关于无线普及计算，2007年2月，第5-7页。
[3]W.R.Wu、W.Y.Lin和S.L.Kao，“IEEE 802.16e系统的低复杂度信道估计方法”，正在进行中。2007年亚太会议公报，2007年10月，第85-88页。
[4]M.F.Mohamad，M.A.Saeed和A.U.Priantoro，“移动Wimax系统中的下行信道估计和跟踪”，正在进行中。IEEE国际会议计算机与通信。工程，2008年5月，第1340-1343页。
[5]W.G.Jeon、K.H.Chang和Y.S.Cho，“时变多径信道中正交频分复用系统的均衡技术”，IEEE Trans.公社，第47卷，第1期，第27-32页，1999年1月。
[6]Y.Mostofi和D.C.Cox，“试验辅助OFDM移动系统的ICI缓解”，IEEE Trans.无线通讯，第4卷，第765-774页，2005年3月。
[7]X.Wu，G.Kang，P.Zhang，et al.，“时变信道中OFDM系统的导频辅助信道估计方法”，正在进行中。IEEE第18届国际会议个人、室内和移动无线电通讯，2007年9月，第1-6页。
[8]Y.Zhao，J.D.Leclercq，S.G.Haggman，“相关编码在OFDM通信系统中的载波间干扰压缩”，IEEE Commun.Lett.，第2卷，第214-216页，1998年8月。
[9]R.J.Baxley，J.E.Kleider，G.T.Zhou，“IEEE 802.16 OFDM和OFDMA的试点设计”，正在进行中。IEEE国际会议声学，语音和信号处理，第2卷，2007年4月，第321-324页。
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