OECC / ACOFT 2014 ● 6 -10 July 2014 ● Melbourne, Australia
Coherent optical OFDM system using modified DFT windows to improve chromatic dispersion tolerance for long-haul transmission system
Minkyu Sung1, Jaehoon Lee1, and Jichai Jeong2
1Department of Computer and Radio Communication Engineering, Korea University, Seoul 136-701, Korea
2Department of Brain and Cognitive Engineering, Korea University, Seoul 136-701, Korea E-mail: jcj@korea.ac.kr
Paper Summary
We propose a coherent optical OFDM system using
modified DFT windows to improve dispersion tolerance for ultra-long-haul transmission systems. Simulation results show that the proposed system can greatly enhance the dispersion tolerance compared with the conventional coherent optical OFDM system.
Introduction
Coherent optical orthogonal frequency division multiplexing (CO-OFDM) has been becoming an attractive technology for next-generation optical networks that require high speed, large capacity, and long-haul transmission [1]. Recently, the CO-OFDM system has been actively investigated owing to its many advantages such as high spectral efficiency and superior tolerance to dispersion. However, although the CO- OFDM system has robustness to the dispersion effect compared with a single carrier optical transmission system, the transmission performance of the CO-OFDM system is still limited by chromatic dispersion in ultra- long-haul transmission systems. If the channel length exceeds the cyclic extension, the inter-symbol interference (ISI) and inter-carrier interference (ICI) is occurred, which degrades transmission performances of the CO-OFDM system [2]. To overcome this problem, the convenient technique is using longer cyclic extension (CE) length, which can be realized by increasing the ratio of CE or using larger FFT size where the ratio of CE is fixed. However, increasing the ratio of CE reduces the spectral efficiency. In addition, using larger size of FFT has also some disadvantages; (1) the peak-to-
average power ratio (PAPR) is increased if the larger size of FFT is employed [3], and (2) the using longer size of FFT means the symbol duration is increased. The long symbol duration results in more sensitivity to laser phase noise which causes both common phase error and ICI and degrades transmission performance [4].
In this letter, we proposed the CO-OFDM system using modified DFT windows (MDW-CO-OFDM) to improve chromatic dispersion tolerance. In order to overcome ICI and ISI impairments caused by dispersion, we employed here two modified DFT windows at the receiver. Using the two modified DFT windows, the ISI and ICI can be minimized without some tradeoffs such as spectral efficiency and large FFT size.
Operation principles of the proposed MDW-CO- OFDM system
Fig. 1 illustrates the transmitted and received OFDM signal. As in Fig. 1(a), the modulated OFDM signal is multiplexed by multiple subcarriers where the each subcarriers load the data symbol such as QAM data. In addition, the cyclic extension is inserted to combat chromatic dispersion. After fiber transmission, due to chromatic dispersion, the each subcarrier has different delay due to chromatic dispersion. As in Fig. 1(b), when the channel length is longer than cyclic extension, the ISI and ICI is occurred, which degrades the transmission performance. To overcome this problem, we proposed the MDW-CO-OFDM system in Fig. 1(c). Compared to the conventional DFT window, the proposed system has two DFT windows which are shifted back and forth. Due to shifted two DFT windows, the ISI and ICI impairments can be effectively removed at the particular
Fig. 1. Transmitted and received CO-OFDM signals: (a) transmitted signal, (b) received signal in conventional CO-OFDM, and (c) received signal in the proposed system
978-1-922107-21-3 2014 Engineers Australia
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subcarriers, on the other hand, the other subcarriers are affected by strong ISI and ICI impairments as Fig. 1(c). Thus, by assigning DFT window 1 for lower side band data and DFT window 2 for upper side band data, the proposed system can minimize distortions caused by ISI and ICI.
Simulation setup and results
To investigate the transmission performances of the CO-OFDM systems, we performed numerical simulations for optical transmission systems. The pseudo-random sequences are mapped by the 4-QAM format for the conventional CO-OFDM and MDW-CO- OFDM systems. For the CO-OFDM systems, the mapped data is implemented to OFDM signals by the IFFT. The sizes of the IFFT used in this paper is 128 where the data-carrying subcarrier is half of the IFFT size, and the remaining subcarriers are filled by zero. After that, the IFFT generates OFDM signals with the same subcarrier mapping used in the conventional CO- OFDM system. After modulating the OFDM signals, a cyclic extension is inserted to combat ISI due to channel dispersion. The generated OFDM signals are converted to analog signals using a digital-to-analog converter (DAC) with a sampling rate of 20 GS/s. In addition, the 5% training symbol is employed to obtain channel information. The timing synchronization is assumed perfectly performed. Therefore, the net data-rate of the OFDM systems is almost 16.63~18.70 Gb/s
20 log 2(4) 0.5 0.95 (1 CE ratio) occupying a
bandwidth of approximately 10 GHz. Finally, the optical I/Q modulator converts the electrical OFDM signals to optical signals. At the receiver, the OFDM signals are detected by an optical coherent detector, which consists of a local laser, two balanced detectors, and an optical 90° hybrid. The channel impairment such as chromatic dispersion is compensated by using an one-tap equalizer. The phase noise of the local laser diode and fiber nonlineariti
长途传输系统中使用改进的DFT窗口去改善长途传输系统的色散容限的相干光OFDM系统
论文摘要
我们提出了使用改进的DFT窗口来改善超长距离传输系统的色散容限的相干光OFDM系统。仿真结果表明，与传统的相干光OFDM系统相比，该系统可以大大提高色散容限。
介绍
相干光正交频分复用（CO-OFDM）已成为需要高速、大容量和长距离传输性能的下一代光网络的有吸引力的技术[1]。最近，CO-OFDM系统由于其诸如高光谱效率和优异的色散耐受性等许多优点而得到了积极的研究。尽管与单载波光传输系统相比，CO-OFDM系统对色散效应具有鲁棒性，但是CO-OFDM系统的传输性能仍然受到超长距离传输系统中的色散的限制。如果信道长度超过循环扩展，则发生符号间干扰（ISI）和载波间干扰（ICI），这降低了CO-OFDM系统的传输性能[2]。为了克服这个问题，方便的技术是使用更长的循环扩展（CE）长度，这可以通过增加CE的比率或使用更大的FFT规模来实现，其中CE的比率是固定的。然而，增加CE的比率会降低频谱效率。此外，使用更大尺寸的FFT也有一些缺点;（1）如果采用更大尺寸的FFT，峰值平均功率比（PAPR）会增加。（2）使用更长的FFT表示符号持续时间增加。长符号持续时间会对激光相位噪声产生更大的灵敏度，从而导致常见的相位误差和ICI，并降低传输性能。在这封信中，我们提出了使用改进的DFT窗口（MDW-CO-OFDM）来改善色散容限的CO-OFDM系统。为了克服由色散引起的ICI和ISI损伤，我们在接收器处采用了两个改进的DFT窗口。使用两个经过修改的DFT窗口，可以最小化ISI和ICI，而无需进行诸如频谱效率和增大FFT大小之类的折衷。
所提出的MDW-CO-OFDM系统的操作原理
图1示出了发送和接收的OFDM信号。如图1（a）所示，调制的OFDM信号由多个子载波复用，其中每个子载波加载数据符号，例如QAM数据。另外，插入循环扩展以对抗色散。在光纤传输之后，由于色散，每个子载波由于色散而具有不同的延迟。如图1（b）所示，当信道长度比循环扩展长时，发生ISI和ICI，这降低了传输性能。为了克服这个问题，我们在图1（c）中提出了MDW-CO-OFDM系统。与传统的DFT窗口相比，所提出的系统具有两个前后移位的DFT窗口。由于移位了两个DFT窗口，可以在特定子载波上有效地去除ISI和ICI损伤，另一方面，其他子载波受到强ISI和ICI损害的影响，如图1（c）所示。因此，通过为下边带数据分配DFT窗口1而为上边带数据分配DFT窗口2，所提出的系统可以最小化由ISI和ICI引起的失真。
图1.发送和接收的CO-OFDM信号：（a）发送信号，（b）传统CO-OFDM中的接收信号，以及（c）所提出系统中的接收信号
模拟设置和结果
为了研究CO-OFDM系统的传输性能，我们对光传输系统进行了数值模拟。对于传统的CO-OFDM和MDW-CO-OFDM系统，通过4-QAM格式映射伪随机序列。对于CO-OFDM系统，映射数据由IFFT实现为OFDM信号。本文中使用的IFFT的大小是128，其中数据承载子载波是IFFT大小的一半，并且剩余的子载波被填充为零。之后，IFFT生成具有在传统CO-OFDM系统中使用的相同子载波映射的OFDM信号。在调制OFDM信号之后，由于信道分散，插入循环扩展以对抗ISI。使用数字—模拟转换器（DAC）将生成的OFDM信号转换为模拟信号，采样率为20 Gb / s。另外，采用5％训练符号来获得信道信息。假设完美地执行定时同步。因此，OFDM系统的净数据速率几乎为16.63~18.70 Gb / s.占用带宽约为10 GHz。最后，光I / Q调制器将电OFDM信号转换为光信号。在接收器处，OFDM信号由光学相干检测器检测，该光学相干检测器由本地激光器，两个平衡检测器和光学90°混合器组成。通过使用单抽头均衡器来补偿诸如色散的信道损害。忽略了本地激光二极管的相位噪声和光纤非线性，主要关注色散性能。
图2描绘了传统和提出的系统中接收信号的星座图。如图2所示，由于ISI和ICI损伤，传统OFDM系统的星座被破坏。另一方面，所提出的系统的星座显示为两种情况。作为DFT窗口1的情况，由于移位的DFT窗口，下边带数据具有清晰的星座，另一方面，上边带受到更强的ISI和ICI效应的影响。因此，通过选择用于上边带数据的DFT窗口2数据和用于下边带数据的DFT窗口1数据，可以抑制ISI和ICI的性能下降。
图3示出了作为具有不同CE长度的色散的函数的误差矢量幅度（EVM）性能，以便研究在15dB的固定OSNR下的色散容限。随着累积的色散增加，传输性能由于ISI和ICI而降低。因此，CE长度较长的系统具有更好的传输性能。 另一方面，所提出的系统可以通过采用改进的两个DFT窗口来增强色散容限，其中可以充分地去除ISI和ICI。 结果，与传统的OFDM系统相比，所提出的系统的CE长度达到27-28％（= BER为10-3），在25000 ps / nm色散时可以减少1/8到1/64。
图2.传统和提出的系统的接收信号的星座图。
图3.作为常规CO-OFDM的色散的函数的EVM
结论
我们提出了MDW-CO-OFDM系统来增强色散容限。仿真结果表明，在接收器处采用两个移位窗口可以消除ISI和ICI损伤，从而产生更好的EVM性能。
用于CO-OFDM传输的优化混合QPSK / 8QAM
摘要-在光通信中，通过应用高阶调制格式（如8QAM，16QAM和64QAM）可以实现高频谱效率。但是，根据系统的要求（带宽，性能和传输距离），使用常规的2m阵列QAM格式可能无法实现最大频谱效率。在这种情况下，诸如QPSK / 8QAM的混合调制格式可以提供有效的解决方案。在这项工作中，我们为具有混合QPSK / 8QAM调制格式的单通道相干光正交频分复用系统提供了最佳设计。 我们还讨论了一种简单但有效的策略，用于将长距离光通信应用于混合QAM，而不考虑为无线通信开发的复杂比特和功率加载算法。
关键词-相干；正交频分复用（OFDM）；光通信
1介绍
为了满足光网络中对数据业务日益增长的需求，最近已经探索了先进的调制格式（例如8QAM，16QAM和64QAM）[1]。由于带宽是有价值且有限的资源，因此必须充分利用其在距离/性能要求范围内的潜力。这需要尽可能高的频谱效率（SE）以实现更高的容量[2-5]。但是，使用常规的2m阵列QAM格式可能无法实现这个最大SE [5]。例如，为了实现具有10GHz带宽和偏振分割多路复用（PDM）技术的40Gb/s传输系统，实现传统的QPSK调制格式实际上是具有挑战性的，因为OFDM系统由于训练符号和导频子载波而需要开销。在这种情况下，可以应用更高阶调制格式，例如8QAM。与QPSK [1]相比，8QAM表现出更差的噪声容限（3dB OSNR），因此可能无法满足所需的距离范围或性能（BER）。
最近在单载波[3-5]和多载波系统[6]的背景下提出了针对该问题的几种解决方案。在[3]中，提出了非常规QAM调制格式的概念，例如36QAM，用于光纤通信。然而，非规则QAM系统需要将多个二进制位映射/解映射到多个符号/从多个符号解映射，因此非常难以实现。或者，可以使用[3,4]中提出的时域混合QAM技术来实现任意SE。在这种技术中，两个或具有不同SE的更常规的2m阵列QAM被应用于每个时分复用帧内的不同时隙。用于实现任意SE的另一种技术是在基于频域的混合QAM中应用相干光正交频分复用（CO-OFDM）传输[6]。在该技术中，不同的2m阵列QAM应用于不同的子载波。
在OFDM系统中，基于频域的混合QAM的实现可以被认为是一种比特和功率负载，如果信道是频率选择的，通常应用于最大化比特率或最小化误码率（BER）[ 7]。在无线通信的背景下已经开发了许多比特和功率加载算法[8]。不幸的是，所有这些算法都是针对线性通道设计的，因此不能有效地应用于光纤通信[9]。由于非线性失真取决于发射功率，因此改变任意子载波的传输参数将影响其他子载波[9]。此外，大多数现有的比特和功率加载算法都很复杂，因此不适合高速光通信[9]。因此，对于长距离CO-OFDM传输应用混合QAM的简单且有效的策略是非常令人感兴趣的。
在本文中，我们考虑用于长距离CO-OFDM传输的混合QPSK / 8QAM调制格式，以实现高于4 bit / s / Hz的SE。我们讨论了8QAM和QPSK子载波之间的功率抑制比的影响以及在OFDM频谱中分配8QAM子载波的不同方法对系统性能的影响。作为此调查的结果，我们提出了一种有效的单通道PDM CO-OFDM传输设计，采用混合QPSK / 8QAM调制格式。
2系统描述
在CO-OFDM系统中，可以在不增加系统前端复杂度的情况下，以不同的比例将不同的调制格式应用于不同的子载波[6]。这是CO-OFDM相对于单载波系统的主要优点。然而，众所周知，由于光纤非线性，特别是子载波之间的四波混频（FWM）效应，CO-OFDM系统受到非线性效应的强烈影响[10]。已经表明[10] FWM不等地影响OFDM子载波。更具体地，FWM噪声的功率密度在OFDM频带的中心比在边缘处更高。此外，不同的子载波对落入OFDM频带的FWM噪声也有不同的贡献。因此，可以应用功率加载技术来抑制FWM对系统性能的影响[9]。当设计具有基于频域的混合QAM调制格式（例如组合的QPSK-8QAM）的CO-OFDM系统时，必须考虑类似的问题。通常，8QAM子载波必须以比QPSK子载波更高的平均功率发送，以获得良好的性能，因为8QAM需要更高的信噪比（SNR）[1]。在这种情况下，应该以FWM效应对系统性能的影响最小的方式分配8QAM子载波。在[10]中已经表明，与OFDM频带边缘处的子载波相比，中心子载波对FWM噪声具有更大的贡献。结果，我们可以预期抑制FWM影响的最佳方式是在OFDM频带的边缘分配具有更高阶调制格式和更高平均功率的子载波。
图1.在OFDM频段中分配8QAM子载波的不同方法，8QAM填充率为50％，PSR为7dB。 1)-25％两边，2)-50％中心，3,4)-50％边带
图.2. 40 Gb / s PDM CO-OFDM传输的方框图。 S / P:串行/并行转换，P / S:并行/串行转换，SM:符号映射，TS:训练符号，DAC:数模转换器，I / Q:I / Q调制器，OLO:光本振
在此，我们提出并讨论在OFDM频带中分配8QAM子载波的不同方法。我们将8QAM填充率定义为8QAM子载波的数量与OFDM子载波的总数量的比率。功率抑制比（PSR）被定义为8QAM子载波的平均功率与QPSK子载波的平均功率的比率，假设所有星座点以相同的概率发送。
图1示出了在OFDM频带中分配8QAM子载波的4种可能选项，填充率为50％，PSR为7dB。在第一种设计中，一半的8QAM子载波分配在右边缘，其余的分配在OFDM频带的左边缘。在第二种设计中，所有8QAM子载波都分配在OFDM频带的中间。在第三和第四种设计中，所有8QAM子载波分别分配在频谱的右边缘和左边缘。在该工作中也考虑的另一种设计（设计5，图1中未示出），8QAM和QPSK子载波逐个混合（交错）。
3模拟设置，结果和讨论
为了比较CO-OFDM系统与分配8QAM子载波的不同方法的性能，如图1所示，我们使用MATLAB模拟PDM CO-OFDM传输，其框图如图2所示。
首先将数据流划分为x和y极化，然后使用QPSK或8QAM调制格式将每个数据流映射到100个子载波上，随后通过大小为256的IFFT将其传送到时域，而零则占用余数用于过采样目的。 OFDM有用持续时间为10ns。采样率为25.6 Gs / s。长度为2.5ns的循环前缀用于抵抗色散。假设长途光纤链路由25X80km跨度的标准单模光纤（SSMF）组成，其损耗参数为0.2dB / km，非线性系数1.22W-1km-1，色散16ps/nm/km，PMD系数0.1ps / sqart(km)。光纤跨距损耗由掺铒光纤放大器（EDFA）补偿，增益为16dB，噪声系数为6dB。在模拟中，放大了自发发射（ASE）噪声。发射器和接收器激光器具有相同的100 kHz线宽。模拟时间窗口包含1000个OFDM符号。信道估计和均衡是在初始训练序列的帮助下使用迫零估计方法和MIMO处理完成的[11]。通过在每个OFDM符号中插入6个导频子载波，使用导频辅助技术[12]估计和补偿由于激光相位噪声引起的公共相位误差（CPE）。被调查的系统占用10GHz的带宽，并且可以支持32Gb/s的数据流，提供SE应用纯QPSK调制格式时为3.2 bit/s/Hz。如果应用纯8QAM调制格式，则比特率增加到48 Gb/s，导致SE为4.8bit/s/Hz。当应用填充率为50％的组合QPSK-8QAM时，可以实现4 bit/s/Hz的SE。系统的BER是通过直接计算得到的传输后x和y极化的误差。为了进行比较，系统的BER被转换为等效的“高斯噪声”Q因子，如[13]：
(1)
其中erfc-1是反向互补误差函数。图3比较了在OFDM频带中分配8QAM子载波的不同方法的性能。还示出了具有携带相同数据速率的纯8QAM子载波的系统的性能。对于纯8QAM调制格式，Q因子低于7％FEC阈值，表明无法满足所需的性能。在图1所示的分配8QAM子载波的5种方法中，第一种方法（在OFDM频带的边缘分配8QAM子载波）给出最佳性能。另一方面，当在OFDM频带的中间分配8QAM子载波时，系统执行最差（第二设计）。第一种设计在系统的Q因子（在最佳发
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