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高速室内相干光无线系统的设计电信应用
托马斯·卡马拉基斯a，卡纳基斯 帕纳吉奥蒂斯a，阿多尼斯·博格里斯b，瓦西利斯达拉卡斯a，格鲁吉亚德德a
a 哈罗科皮奥大学信息与远程信息处理系，OMIROU 9，Athens 17671，希腊
b 雅典技术教育学院，信息学系，Aghiou Spiridonos，希腊12243
摘要
本文着重讨论相干光无线系统的若干设计问题，作为在室内环境中提供高数据速率光链路的手段，从而实现超宽带无线局域网。我们展示了如何将性能规范翻译成信噪比要求内的覆盖范围内，考虑到激光相位噪声缓解方案。然后，我们讨论的功率预算细节使用高斯光束光学结合收发器定位和光学系统在发射器和接收器侧使用。我们还处理环境光噪声的影响。我们表明，相干光无线系统的特点是出色的信噪比性能，使联网在非常高的数据速率。我们的结果表明，在2米/秒和10 Gb/s的数据速率可以很容易地维持在3米的距离上覆盖半径为1米的圆形覆盖区域，使用发射器和本地振荡器的类1激光器。我们还讨论了功率增益相比，强度调制/直接检测光无线，并显示它可以高达20分贝，尤其是在覆盖区域的边缘附近。
简介
在未来几年内，通过万维网发布在线内容预计将主导视频娱乐业务。各种应用，如高清视频监控、远程存在和对等网络，对接入和家庭/办公网络的容量提出了严格的要求。4 K视频分发的出现将不被完全支持，除非多吉比特数据速率在这些域变得可用。光纤到户（FTTH）[1,2]已被视为在全球许多国家实现宽带接入网的技术选择。无源光网络（PON）[3]可以支持在用户机房内的超过1 Gb/s的无与伦比的接入数据速率，特别是如果应用波分复用（WDM）[4,5]。现在的问题是如何在家庭/办公室环境中分配这种宽带业务。光无线系统可以保持克服这种障碍的关键，结合光纤般的数据速率和无线解决方案的优点，包括在现有住宅中的灵活性、移动性和无电缆安装[6,7]。 数据中心联网[8]是这种超高速无线技术[9]的另一个潜在市场，减轻了与光纤电缆部署和管理相关的成本。光学无线系统主要依靠强度调制/直接检测（IM/DD），使用红外或可见光谱[10]。这样的链路被示出以提供高数据速率，但是可以受到环境光噪声和具有直接检测的光无线信道的多径性质的损害。
本文基于现有的IM/DD光无线技术，研究了相干光无线系统（COWS）[11—13]建立多吉比特短距离光链路的潜力，并提出了覆盖系统各个方面的详细系统设计框架。我们研究的主要动机是相干接收机的固有功率增益，这可能导致传输功率要求的降低。我们的研究结果表明牛适合建立用于数据中心和局域网的超宽带无线局域网。与以前在室内奶牛领域的研究相比，本文的贡献有以下几点：首先，我们包括使用数字信号处理的激光相位噪声缓解的效果以及它如何通过所需的接收机信噪比（SNR）影响链路的功率预算。其次，我们强调了相干光无线信道的性质的几个方面，不像传统的IM/DD实际上对多径干扰具有免疫力。
我们表明，在集成或光纤耦合相干接收器中，环境光与输入波导模式或本地振荡器场不很好耦合，并提供环境光耦合效率的方程。使用高斯光学，可以说是更适合于激光束传播比简单的朗伯辐射模式，我们提供了一个详细的框架，功率预算分析ABCD矩阵理论。我们特别重视发射机和接收机光学系统。我们表明，足够宽的面积可以覆盖在发射机使用双透镜系统，并确定所需的接收器光学系统参数。我们强调发射机功率接收器面积产品P T A R和整个系统性能之间的关系，并讨论剩余环境光噪声的影响。此外，我们比较了相干和IM/DD光无线的性能，并表明前者需要更少的功率来实现相同的错误率，并且相应的增益可能高达20分贝，这取决于覆盖区域内的位置和数据速率。我们的结果表明，在2米/秒和10 Gb/s的数据速率可以很容易地维持在3米的距离上覆盖半径为1米的圆形覆盖区域，使用发射器和本地振荡器的Class -1眼睛安全激光器。因此，这样的系统满足了下一代局域网所提出的许多要求。本文的结果表明，虽然IM/DD光无线是有成本效益的，相干光无线需要更少的功率，没有均衡方案来减轻信道的频率依赖性，同时提供众所周知的能使密集波分复用的相干检测的频谱效率。ING以满足在大型服务器场中的数据速率要求[14]。
本文的其余部分被组织如下：在第2节中，我们提出了一种相干光无线链路的体系结构，突出了在设计过程中起重要作用的各种组件，包括调制器、发射器光学、自由空间传播、接收器光学和相干接收机上实现的SNR。在第3节中，我们研究了由相位调制方案（如正交相移键控（QPSK））和激光线宽的影响所引起的接收机SNR要求。在前面两部分的基础上，进行了详细的系统设计。在第4节中，我们研究COWS系统在实现SNR和覆盖方面的性能。我们强调发射器功率和接收器面积之间的权衡，并更详细地讨论环境光噪声的影响。在第5节中，我们比较了相干和IMS/DD系统，并计算了前者获得的功率增益。在第6节中给出了一些结论。
正在考虑的系统
正在调查的COWS收发机在图1（a）中给出。为了限制所需光学元件的数量，我们可以选择在每个链路侧使用单个激光源。如图1（a）所示，该激光器可以用作传输下行链路数据的源，并用作上行链路信号的本地振荡器。以这种方式，激光源的光束由3分贝分裂器分成两个分支。在左收发器中，上分支被馈送给I/Q调制器[15 ]，它将要在光场中传输的信号压印。调制器的结构如图1（b）所示。在PSK调制的情况下，也可以使用更简单的相位调制器。退出调制器的场通过发送器光学器件，该发散光学器件包括多个发散透镜，这些透镜用于拓宽光束并在相反侧在接收器平面上实现所需的覆盖。在本文中，我们假设发射器和接收器的光学系统包括简单的透镜。过去曾建议使用漫射器，以提供更均匀的照明，但会降低波的相干特性，从而限制接收器的耦合效率，我们将在第4.4节中讨论。
下支路作为上行链路数据的相干接收机的本地振荡器。相干接收机可以是外差或零差，后者与前者[16]相比提供3 dB信噪比增益。接收器侧的光场由接收透镜收集并聚焦在相干接收器的输入端口上。相干接收机可以采用不同的实现策略。在本文中，我们假设一种基于光学混合的相位分集零差接收机[17]广泛应用于图1（c）中所描述的光纤系统中。图1（d）示出了典型室内场景中发射机/接收机对的布置。覆盖区域由接收器平面上的波束宽度决定，其宽度应选择足够宽以确保链路灵活性和移动性。根据应用场景，必须在发射机和本地振荡器功率、接收机区域和系统覆盖范围之间寻求折衷。
2.1发射机模型
离开调制器输出的光场E0可以被建模为沿z轴传播的调制高斯光束。即
(1)
其中，pi;（x，y），I和Q分别是同相和异相信号的振幅，并且与相应的驱动电压有关，ipi;COS（pi;V I/Vpi;/ 2）和Qpi;COS（pi;V q/vpi;/2）[18]，Vpi;是调制器的半波开关电压，而u 0（pi;）是未调制的高斯光束轮廓[19 ]。
(2)
在（2）中，PT是激光在调制器输入端的功率，W 0是激光束的初始光束宽度，rho;=|rho;|，K=2pi;/lambda;是自由空间中的传播常数，而参数q=q（w,R）由光束的波长、宽度w和曲率R决定.
(3)
在(2)中，参数q0=q(w0,R0)取自w=w0，R=R0，其中R0是假定无限（R0= infin;）的初始光束曲率，这意味着Re{q0}=0，（1）中的场代表缓慢变化的场分量，而实际场eT由eT=ETexp(jkz)给出。我们还假设磁场沿指定方向线性极化，因此我们只需要处理单个场分量。最后，在（2）中，我们忽略了Z相关的相位变化（z），它在后续功率预算计算中没有任何作用。
光束可以由发射器光学元件成形，以便确定系统覆盖率，我们将在第4节中讨论。发送器光学元件由许多焦距为Fmu;的N的透镜组成，它们之间的距离为d mu;m。在接收平面上的光束的性质可以通过系统[20]的2times;2 ABCD矩阵M TOT来确定，它被写成以下：
(4)
在（4）中，矩阵L和M分别描述透镜和透镜之间的自由空间传播的ABCD矩阵，并且给出：
， (5)
， (6)
在（4）中，d0是源透镜与第一透镜之间的距离（mu;=1），而dmu;（1le;mu;le;N-1）为第mu;和mu; 1个透镜之间的距离，dN=L为发送器和接收器平面之间的传播距离，在图1（d）中示出。 给定ABCD矩阵的元素，在接收平面上的光束的q=qr由下面的方程[20]确定，
(7)
波束宽度Wr和波束曲率R r可以由（7）和（3）计算。我们还可以用（4）ABCD矩阵省略与自由空间传播相对应的最后一个阶段，即应用矩阵来估计光发射机系统的输出的Q参数q=qT的值。然后，我们可以用（7）将qr与qT联系起来，并将ABCD矩阵M tot的元素替换为（5）中的自由空间L（L）的元素，即设置A=1，B=d，C= 0和D =1，它们容易产生qr=qT L 。根据（3），这意味着1／R由L.增加，因为自由空间传播L远大于透镜之间的传播距离，接收器处的波的曲率基本上由Rr cong;1/L决定。这意味着接收平面上的入射波E r获得抛物线相位变化。
2.2 接收机光学
由于接收透镜只聚焦入射光束的一部分，因此不能使用接收器光学器件的分析，因此不能使用ABCD公式。接收字段被写成：
(8)
其中，用W r和q r分别替换W和q，从（2）得到u r ( rho; )。如果波束宽度W r远大于接收透镜尺寸，那么我们可以假设入射光束在接收透镜上具有几乎恒定的振幅 |u r ( rho;)|cong;u r0。为了更好地理解聚焦在接收透镜上的光，我们假设接收器放置在发射器下方（图1（D）中的点A），并且它们的取向是对齐的，即nT =-nT。
在这种情况下，入射到接收透镜上的场被描述为u i ( rho; )=u r ( rho; )，rho;le;a, 其中a是接收透镜的半径，而u i ( rho; )=0,rho;gt;a，其中rho; =| rho;|。考虑到exp(-jrho;2 /2/L)入射光束的相位变化，我们可以得出：
(9)
接收透镜增加了一个附加的相位分量exp(jkrho; 2 /2/f r )，在距离s处形成的图像uF（rho;）由二维傅立叶变换[21]，sect;5.2确定，
(10)
其中rho;1=(x1,y1)。
2.3 功率预算和符号估计
接收透镜在未调制光的情况下（即在没有调制器的情况下）收集的功率p r由接收透镜上的场强度|ui|2 的积分给出，并考虑透镜的倾斜度。假设接收透镜直径远小于接收平面处的波束宽度，则入射场强度|ui|2 可以假定为常数，因此：
(14)
其中，Ar 是接收透镜区域。角度theta;r被定义为：
(15)
- 中的costheta;r一词解释了接收孔径的倾斜，通常出现在功率预算方程[17]中。接收信号E S和本地振荡器E LO可以写为：
(16)
(17)
式中，（16）中的frac12;因子来自（1）中的相同因子，PLO是本机振荡器功率，omega;是未调制接收信号与本机振荡器场之间的相位差，由激光源的相位噪声确定。相位差phi;(t)在连续符号之间缓慢变化，可建模为随机行走过程[24]。第p和第(p-1)符号之间的变化如下：
(18)
其中，Delta;phi;p是独立的零均值高斯随机变量，其方差等于Delta;phi;p2=2pi;(∆vT ∆vr)Ts，其中Ts是符号持续时间，Delta;v T和Delta;v r分别是发射器和接收器处激光的线
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