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对适应性QAM已知和预测信道调制方案的介绍
在信噪比(SNR)变化的信道上，固定调制(非自适应)的一个主要缺点是误码率(BER)概率性能随着信道质量的变化而变化。大多数应用程序都需要一 定的最大BER,通常没有理由提供比要求更小的BER。相反，自适应调制方案可以设计成对所有信道信噪比均为常数的误码率。固定调制的频谱效率是恒定的，而自适应调制的频谱效率一般会随着信道信噪比的增加而增加。这实际上意味着自适应方案的平均频谱效率得到了提高，同时误码率更适合应用的要求。因此，自适应链路对于数据传输变得更加有效。主要缺点是发射机需要知道信道信噪比，以便选择最合适的调制方式，并且必须告知接收机所使用的调制方式，以便解码信息,与固定调制系统相比，这导致系统开销增加。在本文中，我们介绍了自适应调制系统，通过介绍一 些简单的自适应正交调幅方案, 以及它们对已知信道和预测信道的性能。
一 介绍
自适应调制是在给定的最大质量要求(误差概率)下提高无线电链路频谱效率的一种方法。使调制和编码适应信道条件的想法并不新鲜:至少自20世纪70年代以来，它就在许多论文中被提及。然而，直到很久以后才有了这方面的最佳方案。上世纪90年代中期，许多关于好计划的论文开始出现。本文的目的是向读者介绍自适应调制的主题，以了解固定调制方案和自适应调制方案之间的区别。我们特别着重说明了自适应方案与固定方案相比，在不同信道下具有较大的误差性能和频谱效率优势。这是通过描述来实现的。一些简单的自适应正交调幅(QAM)方案，当信道在发射机中是完全已知的，当预测信道在发射机中可用时。为了简单起见，只考虑最简单的频谱平坦信道，其中只有一个参数描述信道。所采用的方法是详细地描述[1]中公布的一些已知信道的方案和[2]中预测信道的-些方案。较简单的和说明性的自适应正交振幅方式。在[3]-[16]中给出了一些自适应调制的例子。文献中还发表了许多其他关于自适应调制方案相关主题的研究。列出所有这些贡献超出了这篇介绍自适应调制的文章的范围。感兴趣的读者可参阅本特刊的其他论文,这些论文综合起来应该对自适应调制和传输方案有一个相当全面的了解，并可参阅公开文献。本文的其余部分按以下方式组织。第二部分介绍了固定调制的基本背景及其在简单信道上的性能。在此，也介绍了自适应调制(和编码)的主题。然后，在第三节中，介绍了针对[1]已知信道设计的一些最优自适应方案, 给出了它们的性能，并与固定调制的性能进行了比较。类似的描述在一些最佳自适应方案预测渠道在第四部分给出。信道编码是用于固定调节提高功率效率。最后,第六章给出了一 些结论。
关键词：自适应调制；信道预测；平坦衰落信道；正交振幅调制
二 固定调制的背景和自适应调制的介绍
针对不同的信道和]的应用，设计了多种固定调制方法。一种调制方法用于在信道上传输数字信息。由于不同的信道具有不同的特性，调制方法必须以适合于特定信道的形式传递信息。这通常是通过为每个可能的传输符号分配波形来实现的。然后，波形通过通道传输，在接收器中使用检测器来查找可能传输的波形。传输信号所需的频谱取决于要传输的符号序列和用于传输信息的波形集的相关特性。更多的细节可以在上面弓用的教科书中找到。由于所有实际的无线信道都至少通过增加噪声和干扰来改变传输波形，因此检测过程中难免会产生误差。许多通道以更复杂的方式改变发射波形。由通道引起的最简单的更改形式通常被建模为乘上固定衰减和接收载波的相移，而更复杂的衰落形式通常由滤波器建模。给定调制方法和通道，探测器可以采用多种不同的设计方法。最佳检测器应该找到给定接收信号的最可能传输的符号或消息。这种检测器的实现可能非常复杂，因此设计了许多不太复杂的次最优检测方案。但是，不同的检测方案超出了本文的范围，感兴趣的读者可以参考[17]-[24]及其参考文献。
A 有噪声的固定调制
总而言之，固定调制方法在通道上为每个符号携带给定的比特数，检测器检测具有给定比特(或符号)错误概率的比特(或符号)。传输无失真调制所需的实际带宽也取决于所使用的波形集，但在本文中，我们不会对此进行详细讨论。带宽效率为由每次传输的平均位数测量符号，它等于最大光谱效率本文考虑的调制用比特/秒/赫兹(b/s/Hz)表示。平均误差概率，定义为平均每个错误的数量传输量除以平均传输量位，不仅取决于探测器，而且还取决于通道。对于只添加高斯白噪声的信道的误差概率完全由探测器信噪比(SNR)决定。
在无线信道中，传输的信号必须位于给定的频带内，因此要用载波频率来获得所需频带内的带通信号。这种信道通常称为加性高斯白噪声(AWGN)信道。
举例说明了灰度编码正交幅度调制(QAM)中每个符号的误码概率(5)与信噪比(接收信噪比)的关系，并分别对每个符号的2(红色)、4(蓝色)、6(绿色)、 8(紫红色)、 10(青色)和12位（棕色）进行了最佳符号检测
当这种调制用于一个应用程序，每个符号可以使用2位，并满足这一要求时， 信噪比至少是12.6 dB。但是，以增加传输功率6.9dB为代价，使信噪比达到19.5 dB,每个符号可以使用4位，这意味着带宽效率提高了一倍。在传输功率增加16.1 dB的情况下，每个符号可以使用6位,等等。由于发射功率随着距离[25]-[28]的增加而衰咸，因此，如果可能的话，将发射机和接收机靠得更近一些也可以获得类似的增益，而不是通过增加发射功率来获得信噪比增益。在大多数应用程序中，问题是有一个最大允许的发射功率， 发射机和接收机之间的距离可能会变化，而且在发射机中并不总是已知的。因此,，在固定调制的情况下,必须选择一种调制方法，使其具有足够高的信噪比，从而在发射机和接收机最大距离处获得所需的误差概率。
B 固定调制的衰落
大多数无线信道除了增加噪声和干扰[25]-[28]外，还受到衰落的影响。衰落是由于发射天线和接收天线之间的多径传播引起的。在最简单的形式中，这些多路径组件之间的时间延迟与调制的符号时间相比很小，导致所谓的平坦衰落。其结果是到达接收天线的信号经历不同的载波相位，导致接收信号的功率(所有多径分量之和)依赖于多径分量的载波相位。平坦衰落信道通 常被建模为具有指数分布的瞬时信噪比和接收信号的均匀载波相位的AWGN信道。这种特殊的衰落信道称为瑞利衰落信道，因为接收到的振幅是瑞利分布的。
当功率恒定的正弦波在1赫兹多普勒频率的瑞利衰落信道上传输时，接收到的功率与时间的关系如图2所示。对于其他多普勒频率[25]-[28],时间轴将与多普勒频率的倒数成比例。在本例中，平均接收功率设置为1w。从这个例子中很容易看出，多路径传播可以导致功率(因此也就是信噪比)不时地变化高达40db。结合图和图2的结果可以看出，瞬时误码率从瞬时接收信号功率较大时的极低值到瞬时接收信号功率趋近于零时的0.5值变化显著。
在理想情况下，我们假设接收机能够很好地跟踪到接收信号的载波相位，但是与图1中的结果相比，平均误码率要差得多。实际上， 平均误码率是瞬时误码率的平均值，如图1所示，QAM的平均误码率超过瞬时信噪比的概率密度函数。这导致误码率与平均信噪比的倒数成正比(对于瑞利衰落)，而不是随着信噪比的增加呈指数衰减。例如，在图3中，我们展示了在平坦的瑞利衰落信道上4QAM的平均误码率和平均信噪比。为了获得0001的平均误码率，我们现在需要27 dB的信噪比，而不是9.7 dB的非衰落信道。在固定调制中， 通常根据给定的平均信噪比工作点设计衰落链路，导致较大的衰落。在瞬时误码率的变化，由于衰落，也当收发距离不变。我们将在后面看到，这种变化可以通过自适应调制消除或减少，此外还可以获得光谱效率的显著提高。更高级的衰落信道,当多径分量之间的时延差大于符号周期的十分之一时，超出了本文的研究范围。感兴趣的读者可参阅[25]-[28]了解有关此类频道的更多信息。
C自适应调制
对于固定调制，调制器(发射机)没有(使用)任何关于接收信噪比的信息或其他可用的通道参数。它通常设计为一定的最小(平均)信噪比，这与链路的最大覆盖距离有关，这样就保证了在覆盖区域内允许的最大误差概率。另- -方面，在自适应调制方法中，信道信息可以提供给发射机。在其最简单的形式，瞬时信噪比是可用的，但对于更复杂的信道，可以提供更多的信道信息。一个简单的框图，只显示了自适应调制方案的重要部分，如图4所示。绿色框表示通道。它可以是任何东西，从纯噪声相加到传输信号的复杂时变滤波，再加上噪声和干扰相加。在本文中，我们将信道限制为一个简单的平坦衰落信道，它只衰减信号幅度，改变传输信号的载波相位，并增加高斯噪声。通道完全不受链接设计器的控制。两个蓝色的方框表示发射机中的调制和在其他可用信道参数中检测接收到的信号。它通常还包括单词编码。编码可以是传统的编码形式，然后是调制(每一 种都独立完成)，也可以是联合编码和调制[17]-[24]、[29]。当然，检测块必须针对所选的编码和调制进行设计。粉色块表示信道估计。大多数检测方案都假设已经估计了一 些通道参数，并将其提供给检测器。其中一个典型的参数是载波相位偏移,它由所谓的相干探测器[30]-[321]假定为已知。对于某些信令星座，需要知道接收信号的幅值和载波相位。对于更高级的通道，可能需要估计通道的脉冲响应模型，并将其提供给检测器。此块还必须由链接设计器设计。到目前为止所述的块也以固定调制方式出现。然而，剩下的两个块是特定于自适应调制的。在最简单的形式中，当信道变化非常缓慢时，估计的信道参数对发射机可用。从这些参数中，发射机决定要使用的调制和编码参数，这就是图4中速率/功率自适应(左边的红色方块)。然而，发射机不仅限于改变速率和/或功率，还可以改变调制编码方案中影响方案性能的其他参数。我们将描述如何这样做是为了适应QAM详细调节之后，但在平坦衰落信道通常速度和力量是适应这样所需的数量(或降低)是获得尽可能高的频谱效率的通道可用带宽链接。由于信息处理涉及信道估计和速率自适应，这两种操作会导致一些延迟。此外，在许多链路上，信道参数或调制参数必须在返回信道上从接收机传输到发射机，这增加了额外的延迟。如果在这段时间内信道发生明显变化，调制参数就会过时，导致自适应能力差。为了克服这种延迟，在框图中包含了第二个红色块，表示通道预测。此块的目的是使用当前和以前的信道估计来形成信道模型，并使用该模型来预测未来的信道参数。在本例中，是预测参数用于速率适应。在本文的其余部分，我们将描述自适应QAM调制的最简单形式及其性能。这将在两种情况下进行;
信道功率增益在发射机中是众所周知的并对信道功率增益进行了一定的预测预测精度在发射机中是可用的。本期特刊将讨论更多先进的自适应传输方案，包括信道预测和信道信息编码在返回信道上有效地传输。我们还会简要讨论一下其他一些贡献自适应调制和编码的灵敏度这种方案在参数上有误差。
在已知信道上的自适应调制
在本节中，我们将概述自适应QAM调制在平坦衰落信道上的应用。通道增益影响激光传输符号是假定完全在接收机和发射机。此外，假设接收机是一个理想的相干接收机，它知道信道相位没有误差。由图4可知，这意味着信道古计块提供了对信道增益的无误差估计，不需要预测器。我们还假设反馈链接没有延迟。我们将在[1]中详细研究这个案例。平均发射功率的方差接收机中的噪声、带宽和平均值通道功率增益分别记为S, 2，B, g。我们可以假设gfrac14;1和合适的s的缩放。瞬时接收信噪比为frac12;lfrac14;Sgfrac12;l = 2,当传输功率是恒定的等于S。gl是固定的。
A.自适应速率，最大误码率，恒功率
只一个简单形式的自适应调制时传输速率R4R8/2IP时改变信道功率增益的变化。从图1,很明显误码率可以保持低于某一最大值虽然每个符号的比特数k/4k8/IP通道功率增益的增加而增加。然而，在这种情况下，传输不能低于信道功率增益的某个值，否则误码率将高于允许的最大值。假设我们使用N个不同的星座(调制)，每个符号都有ki位。
请注意图1横轴上的信噪比与通道功率增益成正比。因此，这个轴也可以标记为通道功率增益。请注意，当发射功率恒定时，接收到的信噪比与信道功率增益成正比。因此，速率区域也可以定义为信道功率增益的区域。当传输功率为常数时,端点i在接收信噪比范围内的定义方式与[1]相同。实际接收的信噪比会更大，因为我们将能够增加发射功率,如下所示。
B.自适应速率，平均误码率，恒功率
上述设计过程的一个缺点是，除了速率区域边界点i (0 i N 1)外，在所有瞬时信噪比下，瞬时误码率都低于设计目标BER。因此， 所有信道的平均误码率也将低于BER。避免此缺点的另一 个设计规则是 要求从(7)计算出的平均BER等于设计目标，即，要求误码率为0，根据[1], 很难找到这种情况下的速率区域边界。该优化问题的次最优解是假设平均BER约束优化问题的所有速率区域边界都等于一个常数(小于1)乘以上述最大BER设计的相应速率边界。然后，需要找到满足平均BER约束的常数。这个常数取决于平均信噪比。这个优化问题可以解决数字和结 果NF上面例子中可用(1,图9)。当误码率为0.001时， 平均信噪比增益约为1.5 dB,当误码率为,107时，平均信噪比增益小于1 dB。
C.恒速自适应功率
在上面的章节中，信道功率增益定义了发射机使用的速率，而功率保持不变。当然也有可能做相反的事情;保持(比特)速率不变，但调整功率以满足BER约束。这意味着当0时，每个符号用k位固定调制。如果传输能量S0P选择这样的误码率就等于BERdg 0,瞬间误码率满足了。
D.自适应速率和功率
现在让我们转向自适应QAM调制的最一般情况，其中速率和功率都是根据信道功率增益信息来选择的。在这里我们将详细讨论瞬时BER约束的更简单的问题，并且只简要讨论平均BER约束的更一般的情况。正如II-A节以上我们假设N调节,当我使用的i Gib1和ki比特/符号。当要求所有信噪比的瞬时BER都等于BERdg时， 发射功率必须
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