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基于5.8GHz DSRC的简易应答器前端的权衡设计
摘要：本文主要介绍一种基于5.8GHz专用短程通信方式（DSRC）的简易应答器前端的优化设计方法，这种方法可适用于电子不停车收费（ETC）系统车辆应用。DSRC应答器前端基于一个圆极化天线和一个射频二极管，可实现包络检波器和反散射的功能。该方法是在前端上下行链路频率转换机制的特点和优化的基础上设计的，并且设计参数间最佳的权衡是由灵敏度和反散射增益定义。这些参数优化了在上下行链路之间的DSRC应答器前端的功能，因此实现了其使用范围的最大化。该法依据ETSI EN300674通信层协议，并通过三个对应不同设计和测试条件的ETC现实方案的原型，最终得到了验证。
关键词：DSRC，反散射，车载通信
1.介绍
欧洲通信标准协会（ETSI）技术委员会推荐工作在5 GHz频段，且应用专用短程通信（DSRC）方式的车载通信设备，例如，电子不停车收费系统（ETC）。这些设备的通信是建立在路边单元（RSU）和车载单元（OBU）之间的：后者即是配置了一对天线或单一天线的应答器。有了天线设备，由装有辅助电池的应答器组成的OBU可以和RSU实现无线识别和数据通信。类似于半无源射频识别（RFID）系统，OBU由低功耗电子设备组成，这些电子设备可以阻止射频载波产生，并且使用了复杂的PHY层通信协议。在OBU中，只有那些产生的信号可作为反散射和时钟控制单元的辅助载波。在下行链路（DL）中，RSU发送移键控（ASK）调制载波信息，OBU作为包络检测器，而基带处理器是将解调波形译为比特流。在上行链路（UL）中，OBU的前端作为反散射体，在收到的移键控（ASK）调制载波上施加BPSK（相移键控）调制辅助载波。根据这种操作原理，在上行和下行链路中，单天线的应答器前端是作为射频二极管变频器以及一个接收–发射天线。
在本文中，我们专注于5.8GHz单天线反散射应答器前端的权衡设计，适合ETC等应用。设计方法是假定在上行链路中，反散射性能取决于天线的终端，即被视为一个线性时变的负载，而不是只具有两种静止的状态；在下行链路中，我们保持相同的假定形式。这种方法实现了前端天线的终端最优设计，并且介绍了上下行两个链路并行的双目标优化的最佳权衡，使其能够最大限度地提高了实现范围。
本文结构如下：
第2节介绍了系统设计原理以及和目前发展技术间的基本差异，在第3节，我们利用不同设计参数的OBU原型，具体描述了设计方法。最后，在第4节中，我们在一个实际的车载通信框架背景下，通过展示设计原型的性能和特征，验证了该项技术。
2.设计原理
2.1 与目前的发展技术比较
在以往的资料中， RSU的误码概率定义为反散射功率函数PBS，和天线终端Gamma;1,2之间的差异成比例，且两者都考虑静止状态：
（1）
其中PAV是电子标签天线的有效功率。若考虑到天线雷达截面（RCS），也可推导出类似的公式。但是因为各种原因，这些方法经常性使用是非常困难的。首先，天线雷达截面的有效识别是根据经验技术的，其次，引用的方法忽略了反散射过程中的频率转换比反射信号的稳态调制更加复杂，并且反散射会导致一个不同于通过估计|Gamma;1-Gamma;2|最大值而得到的最佳终端。
2.2应答器的频率转换分析
在这篇文章中，上行和下行链路模式中应答器前端的频率转换是由相应的射频二极管导纳变换矩阵Y UL 和 Y DL表示的。上行链路中，大信号由基带调制信号表示，射频载波是小信号。下行链路中，大信号假定为载波频率，而在RSU中通过ASK调制的边带，代表小信号。
因此，omega;rf and omega;bb表示的分别是射频载波的角频率和调制基带信号的角频率，公式（2）（3）表达了混合射频二极管的电流和电压相量之间的关系。
假设在非常简单的情况下，二极管的特点是它可以微分电导，因此我们可以用简洁的形式表示导纳转换矩阵。这是上行链路的转换矩阵：
G d是二极管在开启状态下的电导率。作为商用二极管混频器，此值应定为200ms。从公式（4）我们可以看出，二极管在开启和关闭之间转换时，它的输入导纳是G d /2。对于下行链路来说：
G d的典型值为1ms。此外，在这种情况下，输入阻抗是不同于在静态情况下的估计值，应为G d /pi;。这两种简化的结果证明了两个操作模式对频率转换机制的精确分析以及相应的最佳终止阻抗的计算的需求。相反，这种分析需要一个精确的二极管非线性模型和嵌入射频二极管的高频电路的特性。最后，双端口器件的应用通过Y UL 和 Y DL的线性分析，提供了转换增益，它和上行链路的反向散射增益以及下行链路的灵敏性一致，即是检测模式中的最大电压和终端层面相应的等值线，从而成为两种模式的最佳终端。
3．应答器前端设计
该方法通过开发一套使用BAT15-03W型号的射频二极管，并利用专用短程通信方式的5.8GHz电子标签前端原型得到了验证。
3.1优化UL和DL模式下的二极管终端
在DL模式下假设二极管作为一个包络检波器，偏置电流为4mu;A，并且前端典型的射频功率电平为-43 到-20 dBm。我们现在考虑一个频率为5.8GHz的载波，在其最低功率的时候，用一个频率为500KHz的波形，利用ASK方式对其进行调制，且调制系数为0.5。通过计算Y DL，得出源（天线）和负载（基带处理单元）能提供最大的应答器灵敏度的最佳阻抗为ZSDL=4.1 j25.2Omega;和ZLDL~6000 j0Omega;。同样，在上行链路中，二极管是由一个300 mVpp方波构成的基带单元驱动的，并且在2 MHz的频率下切换二极管开关状态。以前我们计算Y UL，源和负载能提供最大转换增益的最佳阻抗为ZSUL=55.2-j28.2Omega;和ZLUL=55.1-j28.4Omega;。我们可以观察到，在Z LUL 的值接近 Z SUL时，两个朝着天线的终端Z SUL 和 Z SDL，即角频率分别是omega;rf 和omega;rf omega;bb，有着明显的差异，这是由于输入和输出频率之间的小差异造成。
最后，在基带终端，对下行链路来说，作为作为典型的包络检测，ZLDL是一个高阻抗。从计算出的YDL和YUL可以得出，两端口线性分析提供了UL最大转换增益为-4.4 dB，而DL最大灵敏度在-43 dBm的情况下为23 mV/mu;W。
3.2 优化的二极管终端间的权衡
图1 利用最佳阻抗和最佳的权衡轨迹得到的反散射增益和灵敏度曲线。ZSUL对应的转换增益为-4.4 dB，ZSDL对应的灵敏度在增益是-43dBm的情况下为 77 mV /mu;W；圆间距：1.7 dB和
8 mV/mu;W。
假定在角频率分别为omega;Rf omega; bb和 omega;Rf 的情况下，射频二极管阻抗为ZLUL 和Z LDL，通过计算Y UL 和 Y DL可以得到与转换增益等值线对应的两套结果，如图1所示。等值线收敛到其各自的最佳负载，Z SUL和Z SDL。分析得到两个最优解是相互矛盾的。最优取舍的轨迹——双目标优化的帕累托前沿——由一条连接等值线的两个最优切点的直线组成。这条线外的一个点至少被另外一个可以实现一个较高的增益或更好的灵敏度的点所控制。
我们现在考虑可以提供一个有效各向同性辐射功率,EIRP，灵敏度为RSEsens的RSU,并且能够估计自由空间路径损耗Loss，下行链路中的功率预算为：
其中OBUsens指的是有效的OBU的敏感性，包括天线增益。在上行链路中，我们可以得到：
其中GBS指的是考虑到天线增益和有效转换增益的有效OBU反散射增益。GBS =G ant G conv 。
联立（6）（7）式，当两个式子相等，我们可以得到
假设7米内的路径损耗为64.7 dB，且RSU的灵敏度为-105 dBm，OBU的灵敏度为-43 dBm，根据（6）式可以得到最小的反散射增益为GBS =2.7 dB，其中包括前端天线增益。具体情况下，这个值确定了最佳权衡终端的阻抗，ZSopt=19 j26Omega;。
3.3设计一套原型
为了更好的明确的权衡标准，根据图1中三个以帕累托前端为前提的终端，制定了三个原型。其中，前两个原型是根据将天线的二极管与两个最优终端阻抗Z SUL 和 Z SDL而设计和制定出来的，而第三个是通过权衡终端阻抗设计出来的。二极管和基带电路之间的匹配网络在DL模式下可以提供一个高阻抗并能在UL模式下实现二极管的调制。三个原型的贴片天线设计是相同的，即尽管有不同的匹配条件，但表现出相同的增益，因此，三个原型的比较仅取决于前端性能。最后一个原型的照片如图2所示，它与基带处理器组装在一起，并且实现了ETSI cen-tc278通信协议。从图片中我们可以识别出射频二极管以及二极管和天线的输入之间的匹配网络。
图2将FR4微波传送带技术的原型前端与给二极管提供高阻抗的基带处理器组装在一起。
4.实验验证
第一组数据比较了三个原型在下行链路模式中的运行情况。实验采用重复四种频率在5.7975 GHz和5.8125 GHz之间的载波，采用500 Kbps FM0编码方式的“1–0”序列，利用ASK调制方式调制。图3给出了从-21到-45dBm的入射功率结果。误差线显示了四个载波的离散值。从图中可以看出，最大的灵敏度为Z SDL，即在-43dbm时为76mV/mu;W，从而证实了前面所讨论的分析结果。该图还将最优情况下的测试数据与5.8 GHz载波的模拟响应数据进行了比较，其中涉及了匹配网络和天线的精确电磁特性。这三个结果是以Z Sopt 的值在Pareto前端上从Z SDL 变化到 Z SUL的情况来排序的。
第二组数据涉及UL模式，如图4所示。在这个实验中，载波通过一个频率为2 MHz的副载波，与数据速率为250 kbps的双PSK调制进行反散射。转换增益衡量的是边带的反射功率和载波频率的入射功率之间的比率，实验从上到下都贯穿了帕累托前端。4.2 dB即是最佳的性能值，由天线终端阻抗实现，包括估计的天线增益4.3dB。前端行为线在-24 dBm前是平坦的，而在较高的值下，转换增益表现出明显的压缩。这个结果对与下行模式阻抗（Z SDL）说是典型的，而权衡设计依然是两种模式中最好的折中方式，它的增益下降值小于1.5dB。在图4中，我们还使用与上述相同的特性，与在5.8GHz的最佳情况下的模拟数据进行比较，
在最后一个实验中，我们用双向通信测试方式测试原型，双向通信测试方式使用的载波频率为5.7975 GHz，且由通过交换104个ECHO信息得到的帧错误率组成。而后者只有当他们正确接收OBU和RSU的信息才视为有效，从而同时验证了DL和UL模式。每个实验里，EIRP的值被设定为22dBm，也就是说，允许的最大链路冗余为-11dB，而OBU–RSU距离变化用来验证每个原型的操作范围。从图5中看出，最宽的范围值与上行和下行模式的权衡设计有关，证明了（6）中所述的全球目标实现。
最后，为了角特性，与平衡阻抗匹配的原型都包含在一个消声室里；测试中，水平面对应角度theta;,垂直面角度对应Phi;。在假定电子标签平面的持续输入功率为-26dBm，测试信号的到达角横跨整个半平面的情况下，图6表示检测到的电压和反散射增益。从等高线图，我们可以观察到，该图介绍了倾斜的最大角度Phi;=90度，而在立体角中大约包含theta;=30度，原型保持优化的功能。
图 3三个原型的检测电压和入射功率，误差线显示了频率在5.7975和5.8125GHz之间的四个载波与模拟载波的差值；模拟的载波频率是5.8GHz。
图 4三个原型的反散射增益和入射功率，误差线显示了频率在5.7975和5.8125GHz之间的四个载波与模拟载波的差值；模拟的载波频率是5.8GHz。
图 5三个原型中RSU 发送的ECHO消息帧错误率，载波频率为5.7975 GHz。
图 6频率为5.8025 GHz时，（a）背散射模式和（b）检测模式下权衡的OBU的极性响应；天线部分的入射功率为-26 dBm。角度和图5中的一致。
5.结论
这篇文章介绍了涉及DSRC应用的5.8GHz半无源应答器前端的最佳权衡设计方法。该方法假定无论是上行还是下行链路模式里，应答器的前端都由
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