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增强型动态无线供电自偏置差分整流器
摘要：提出了一种自我偏置的交叉耦合差分整流器，在扩展的输入功率范围内具有增强的功率转换效率（PCE）。 原型设计用于超高频（UHF）433MHz射频功率采集应用，并采用0.18mu;mCMOS技术实现。 所提出的整流器架构与传统的交叉耦合整流器相比较。 与传统的交叉耦合整流器相比，整流器PCE的输出功率范围扩展超过50％，表现出超过40％的改善。 对于50kOmega;的负载，1 V输出电压的输入功率为-15.2 dBm（30mu;W），峰值PCE的灵敏度为65％。
索引术语： AC-DC功率转换器，自适应，能量收集，射频识别（RFID），整流器，自偏置，无线供电。
1.导言
无线电力传输（WPT）的应用范围从为无电池无线传感器[1]，射频（RF）识别（RFID）[2]和植入式设备[3] - [5]）供电到更高空间尺度太阳能电池和无线充电电动车。它利用从低兆赫兹开始的低功率植入物[4]，[5]到超高频（UHF）RFID标签[2]的各种频带，其中包括工业，科学和医疗（ISM）频带433MHz [ 6]用于免许可证通信，水下无线传感器网络[7]和汽车应用，如无电池轮胎压力监测系统[8]。在无数的无电池设备中，无线电力接收器被认为是任何给定WPT系统的关键。
图1.无线电力接收器的框图。
如图1所示，RF-to-dc电源转换器是任何无线电力接收器的核心，可将输入RF功率中可用的直流电源提供给天线。最近，RFto-dc电源转换器已被用于回收混合双工器中浪费的射频功率，并提高了功率放大器的效率[9]。 RF-to-dc电源转换器的性能根据两个主要参数进行评估：1）灵敏度，其定义生成特定直流输出电压所需的最小输入RF功率，以及2）功率转换效率（PCE），它是可用输出直流功率Po与输入RF功率Pi的比值，可以表示为：
PCE = Po Pi = Po Po Pdiss Prvs (1)
其中输入功率Pi等于输出直流功率Po，整流器件中的耗散功率Pdiss和反向泄漏功率Prvs的总和，这是由整流器件的反向特性中的非理想性引起的。
图2.（a）Dickson整流器和（b）常规FX的示意图整流器。
图3.（a）传统的FX整流器效率与RF功率的关系，（b）其交流电流，输出直流电压和RF电压。
传统上，交直流电源转换器已经使用基于二极管的架构实现，如Greinacher单元，Dickson乘法器[10]或全波桥式整流器[11]。使用二极管连接的晶体管（如图2（a）所示的Dickson整流器），CMOS技术简单地实现了基于二极管的整流器。但是，它们在低输入功率和高压差电压下灵敏度差，这会降低中高输入功率下的PCE。通过使用需要额外制造步骤的肖特基二极管可以实现更高的灵敏度，因此很少在常规CMOS工艺中提供，或者使用占据大面积的集成升压变压器[12]。另一方面，如图2（b）所示，差分全交叉耦合（FX）整流器[2]由于其更高的灵敏度和更高的峰值效率而被广泛用于RFID应用。然而，这种改进是以牺牲整流器件的反向特性为代价而获得的，因为与二极管或二极管连接的晶体管不同，整流交叉耦合晶体管仍然是双向器件。因此，如图3（a）所示，一旦RF信号VRF的瞬时值在每个RF周期中变得低于输出dc电压VDD，它就以相反的方向导通。如图3（b）所示，随着RF功率水平的增加，这种周期性反向漏电会加剧，从而降低高输入功率时的整流器转换效率。因此，整流器可在有限的输入功率范围内有效运行。评估不同的整流器架构中，动态范围被定义为整流器保持PCE高于其峰值效率80％的输入功率范围[13]。
在[4]和[5]中，低兆赫自适应架构将整流器级重新配置为二极管连接的倍压器或基于输入功率级别的半交叉耦合整流器。但是，它需要由快速比较器驱动的有源二极管，这些比较器在高RF频率（例如UHF 433 MHz或更高）下功耗不高。在[13]和[14]中提出了一种多级配置，通过将级重新布线为串联或并联多级整流器来提高交叉耦合整流器的效率。尽管这种技术在很宽的输入功率范围内扩展了交叉耦合整流器的效率，但是它需要具有高输入电容和低输入电阻的多个级，从而使匹配网络设计变得复杂。在[15]中，提出了一种自适应偏移校准技术来补偿基于二极管的整流器中的阈值电压Vth以提高其灵敏度。然而，它需要两个辅助多级整流器来补偿主整流器的Vth，从而占用大面积，增加更多损耗并降低PCE。
在这篇简短的文章中，我们提出并实验验证了一个自偏置交叉耦合差分CMOS整流器，与二极管连接和交叉耦合整流器相比，在更宽的输入范围内具有更高的效率。 这可以在不同的RF功率水平下实现可靠高效的RF-DC功率转换，并且增加了无线功率发射器和接收器之间的空间自由度。 所提出的体系结构在第二部分中与其操作概念一起说明，讨论实验结果并与第III节中制造的传统FX整流器的测量结果进行比较。 最后，第四节得出结论。
2.设计的RF-TO-DC功率转换器
A.设计架构
所提出的自偏置交叉耦合整流器的原理图如图4所示。整流器采用具有差分驱动能力的交叉耦合配置，在低输入功率下保持良好的灵敏度，工作在线性并保持低压差。此外，在高输入功率的意义上增加了自偏置机制以限制反向漏电。所提出的自偏置机构通过在高RF功率级提高其有效导通电压来控制整流器件的导通。通过将输出直流电压直接施加到整流晶体管（MP1,2）的控制栅极而不干扰差分输入端处的RF信号来实现该机制的简单实现。这是通过使用（CP3,4）将整流pMOS MP1,2栅极的直流电压与其相应的nMOS MN1,2去耦合，然后使用直流短路的RF扼流线圈（RFC）施加直流自偏置来实现的电路和交流开路。值得注意的是，自偏置支路连接到MOSFET栅极;因此，没有直流电流通过它，而自偏置RFC分支可以简单地由高反馈电阻（RFB1，RFB2 100kOmega;）替代，而无需加载RF输入，如图4所示。
图4.提出的自偏置交叉耦合整流器的示意图。
B.操作概念
所提出的自偏置交叉耦合整流器件的工作点与图5中的常规交叉耦合和二极管连接整流器件进行比较。每个整流器件将交流耦合RF节点（RF叠加在共模VCM = VDD / 2）的输入端连接到输出VDD点。
图5.整流器件（MP1）的工作点配置为（a）作为二极管连接的晶体管（Dickson整流器），（b）作为交叉耦合晶体管，以及（c）作为自偏置晶体管整流器）。
如图5（a）所示，二极管连接器件的栅极和漏极连接到输出VDD，以充当二端二极管。 在常规交叉耦合器件的情况下，栅极连接到RFN节点（= -VRF / 2叠加在VDD / 2上），如图所示在图5（b）中。然而，在所提出的自偏置交叉耦合器件中，栅极RFN信号叠加在VDD上，如图5（c）所示。注意，所提出的自偏置交叉耦合器件和二极管连接器件都需要等于阈值电压Vth加VDD / 2的最小导通RF电压VRF min。这与传统的交叉耦合器件不同，后者仅需要Vth。此外，所提出的器件在线性区域中传导并且保持小于或等于其过驱动电压Veff的压差电压，通过比二极管连接的器件更高的输出电压，这需要Vth Veff的辍学。结果，与二极管连接器件相比，所提出的自偏置交叉耦合器件保持适度的灵敏度（即，在相同的RF输入功率下产生更高的输出电压）。这是从图5所示的工作点导出的，并且它与三个整流器在相同输入功率下的模拟压降电压相匹配，如图6（a）所示。
图6.Dickson，传统FX和推荐整流器的整流pMOS器件中（a）压差VSD和（b）漏极电流IDP的模拟，输入功率为37mu;W。
在周期性RF信号转换期间，二极管连接器件的反向漏电流可忽略不计，而传统交叉耦合器件在反向上受到VSG（RVS）= VRF / 2 VDD / 2的强烈偏置， 图5.相应地，反向电流波瓣增加，如图6（b）所示。 另一方面，如图5，图7所示。（a）模拟输出电压，（b）每RF周期（Qp）在MP1中流动的交变电荷，以及（c）Dickson常规FX ，并提出整流器与RF输入功率。 表1改进器件的比较如图6（b）所示，所提出的器件仅在VSG（RVS）= VRF / 2时偏置，导致反向电流波瓣减小。 值得注意的是，在负RF半周期期间，门在传统的FX和提出的整流器中，MP1是正偏置的，完全关断了它的电流，类似于反偏二极管连接器件。
图7.（a）模拟输出电压，（b）每个RF周期（Qp）在MP1中流动的交变电荷，以及（c）Dickson，常规FX和建议整流器对射频输入功率的PCE。
图7（a）显示了所有三个整流器的输出电压对输入功率的仿真，对于50kOmega;的负载。在低RF功率下，所提出的整流器胜过Dickson整流器，而在高射频功率下，其性能优于FX整流器。如图7（b）所示，这可以通过在三个不同的射频功率电平下绘制正向采集的电荷和反向泄漏电荷来解释。图7（c）绘出了三个整流器的仿真PCE与输入功率的关系曲线。如图7所示，传统的FX整流器在低RF功率下具有峰值PCE，但由于其高反向泄漏电流而迅速下降，如图6（b）所示。另一方面，Dickson（基于二极管）整流器在高射频功率电平下显示适度的PCE，但由于其高压差电压而在低输入功率下效率较差，如图6（a）所示。相反，所提出的整流器达到更宽的动态范围，相对于传统的FX整流器其峰值PCE略有下降。
表1总结了三种整流器件的比较，其中所提出的自偏置整流器件如图6（a）所示具有低压差电压的竞争优势，因此其损耗损耗低，灵敏度高于二极管 连接的设备。 同时，所提出的整流装置显示出比传统的交叉耦合装置更低的反向泄漏和更宽的输入范围，如图1和2所示。 6（b）和7（c）。
表I 修复设备的比较
3.结果与讨论
所提出的整流器采用0.18-mu;mCMOS工艺技术，占用130mu;mtimes;130mu;m的有源区域。 模具显微照片显示在图8中。使用相同的测试设置和条件，传统的FX整流器在相同的模具上实现以与所提出的整流器进行公平比较。 射频测量设置包括安捷伦矢量网络分析仪（N5225A）和数字万用表（34420A）。 整流器的PCE采用不同输入功率电平的单音433MHz信号进行测量，并记录输出直流电压。 在将反射和传输损耗消隐之后，计算净输入功率，并且针对提出的和常规的整流器的PCE在图9中相对于在不同负载处的输入功率绘制。 尽管所提出的整流器具有较低的峰值PCE（65％）高于传统整流器，其峰值PCE为75％，所提出的架构在更宽的输入功率动态范围内保持其PCE。 因此，所提出的整流器可以在不同的RF功率水平下有效地工作，从而能够从不同的传输距离或在不稳定的环境中实现稳健的无线供电。
图8.（a）所提出的自偏置整流器的显微照片和（b）带有反馈电阻的有源区域的放大图。
图9.对于三个负载，所提出的（固态）和
常规FX（仪表板）整流器相对输入功率的实测PCE。
为了阐明所提出的整流器的相对PCE增强，对于可变负载RL = 50,100和200kOmega;，所提出的整流器PCE与传统FX整流器PCE的比率绘制在图10（a）中。如图10（a）所示，相对于传统的FX整流器，在中高输入功率（gt; 30mu;W）下，所提出的整流器的效率提高约40％-70％。此外，所提出的整流器在不同负载条件下在宽输入范围内保持了PCE的改进，如图1和2所示。 9和10（a）。为了进一步说明这一点，整流器保持其峰值效率80％的输入功率的动态范围[Pmin至Pmax]表示为Pmax与Pmin之比，并在图10（b）中进行比较，对于提议和传统的FX整流器，而不同的负载条件。显然，所提出的整流器在各种负载条件下（从30kOmega;到300kOmega;）实现了更高的动态范围。图11显示了测量的输出直流电压与输入功率电平的关系，对于50,100和200kOmega;负载的建议和常规FX整流器而言。在相同的输入功率下，所提出的自偏置整流器比传统的FX整流器提供更高的直流输出电压20％-30％。
图10.（a）对于三种不同的负载，提出的整流器PCE相对于传统的FX整流器PCE的测量比率。 （b）建议的和常规整流器的动态范围测量。
图11.在433 MHz时，所提出的传统FX整流器的测量输出直流电压与各种负载的RF输入功率之间的关系。
表II总结了所提出的整流器与最近的ISM 433-MHz整流器的性能比较。 与[6]中的架构相比，所提出的整流器在动态范围内显示出2倍的提高，在效率上显示出5倍的提高。 与[15]中的架构相比，动态范围扩大了50％以上，效率提高了一倍，节省了9倍的芯片面积。
表二性能比较
4.结论
在这篇简短的文章中，我们提出了一个自偏置交叉耦合差分整流器，在很宽的输入功率范围和不同的负载条件下，PCE增强50％。 对于50kOmega;负载，在Vo = 1 V时峰值PCE = 65.3％的灵敏度为PRF = 30mu;W。 提出了整流器的架构，并将其性能与传统交叉耦合整流器进行了比较。
参考文献
[1] Y.-J. Kim, H. S. Bhamra, J. Joseph, and P. P. Irazoqui, “An ultra-lowpower RF energy-harvesting transceiver for multiple-node sensor applicati
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