Star-shaped control-vector sets of second-order systems with PWM-type input
In practical operation of controlling systems, actuators with limited output values are frequently implemented owing to technical/financial factors. For instance, switching amplifiers, which are widely used for controlling electric power converters, contribute to lower power consumption. Similarly, in flow control problems of gases/liquids, the opening patterns of valves are often set to be finite in order to enhance the device reliability.
In this paper, we treat continuous-time linear time-invariant systems with pulse-width modulation (PWM)-type inputs: ẋ=Ax Bsdot;PWM-type input. In general, a PWM input is defined as a time series where a rectangular pulse is left-aligned or centered in each control interval, and the width of each pulse is manipulable. The ratio of the width to the control period is called the duty ratio. The discrete-time evolution equation describing the transition of the state of the system at the sampling instants is given by the variation of constants as x(k 1)T=eATxkT control-vector, where the control-vector is a vector-valued function of the kth duty ratio, and T is the control period. All the dependent variables in this discrete-time model are continuous-valued variables; therefore, when the behavior at the sampling instants is considered, the existence of discrete events in the system is irrelevant. However, because the control-vector of the model is given as a nonlinear mapping of the duty ratio, it is difficult to handle the system. This has been a long-standing problem.
In this paper, it is shown that second-order systems with PWM-type inputs can be exactly linearized at the sampling instants by a static input transformation. In fact, the nonlinear control term cannot be linearized only by static transformations for the duty ratio. Therefore, to increase the number of manipulated variables, we set the location of the rectangular pulse variable in the control interval. Thus, the manipulated variables are the width and location of the pulses, which is equivalent to saying that the variables are leading- and trailing-edge timings. The main objectives of this paper are to show that, in the proposed framework, all control vectors construct star-shaped sets and to show how the nonlinearity will be relaxed. To the best of the authorsrsquo; knowledge, there are no studies that deal with exact linearization of the PWM-type systems by statical or dynamical transformations. Our contribution compared to the above-mentioned works is to provide a technique to prepare discrete-time linear models with a straightening law. Many of the above analysis/design methods can still be applied to the models derived by the proposed method.
Research on FPGA Controlled Three Phase PV Inverter using Multi Carrier PWM Control Schemes
The conventional three phase two level and three phase five level inverter are shown in the Figure 1. The schematic of the proposed converter is shown in Figure 2. It consists of three single-phase five level inverter, 1:1 three phase transformer, L filter and the load. The five level voltage can be synthesized from the DC link. The proposed MC-PWM inverter is designed with 15 active switches, 1:1 three phase transformer, and an SDC. A single-phase inverter is formed by connecting auxiliary inverter along with an H-bridge inverter. An auxiliary inverter is constructed by single IGBT along with four power diode. In this 3-phase inverter, H-bridge inverter consists of four IGBTs and out of these, Sa3 and Sa4 are operated at a rate of the fundamental frequency.
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Figure 1. Conventional three phase two level and Five level inverter
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Figure 2. Block diagram of the proposed system
The switches Sa1, Sa2, and Sa5 in auxiliary circuit are operated at the rate of the carrier frequency. It is observed from Figure 3, A combination of H-bridge inverter (Sa1-Sa4) and auxiliary inverter (Sa5) is known as phase A. Similarly, phase-B amp; C also constructed. Each single-phase inverter is generated 330V from the DC link when gating pulses are applied from the control circuitry. The DC link voltage is supposed to be greater than the inverter output voltage (gt;radic;2 times; V0). Failing to meet this condition, an inverter is unable to the transfer power flow to the load. In dc bus concern, dc bus voltage must be greater than 15% [18,20].
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具有PWM型输入的星形二阶系统的控制向量集
在控制系统的实际操作中，由于技术/经济因素，经常实施具有有限输出值的致动器。例如，广泛用于控制电力转换器的开关放大器有助于降低功耗。类似地，在气体/液体的流量控制问题中，通常将阀的打开模式设置为有限的，以提高装置的可靠性。 在本文中，我们使用脉宽调制（PWM）类型的输入来处理连续时间线性时不变系统：ẋ= Ax Bsdot;PWM类型的输入。通常，PWM输入被定义为一个时间序列，其中矩形脉冲在每个控制间隔内左对齐或居中，并且每个脉冲的宽度都是可操纵的。宽度与控制周期的比率称为占空比。描述常数的变化量为x（k 1）T = eATxkT control-vector，给出了描述采样状态下系统状态转换的离散时间演化方程，其中控制矢量是矢量。值是第k个占空比的函数，T是控制周期。这个离散时间模型中的所有因变量都是连续值变量；因此，当考虑采样时刻的行为时，系统中离散事件的存在是无关紧要的。但是，由于模型的控制向量是作为占空比的非线性映射给出的，因此很难处理该系统。这是一个长期存在的问题。 本文表明，具有PWM型输入的二阶系统可以通过静态输入变换在采样时刻精确地线性化。实际上，非线性控制项不能仅通过占空比的静态变换来线性化。因此，为了增加操纵变量的数量，我们在控制间隔中设置矩形脉冲变量的位置。因此，受控变量是脉冲的宽度和位置，这相当于说变量是前沿和后沿时序。本文的主要目的是表明，在所提出的框架中，所有控制矢量均构成星形集，并表明如何缓解非线性。据作者所知，尚无研究通过静态或动态变换来对PWM型系统进行精确的线性化处理。与上述工作相比，我们的贡献是提供了一种使用校正定律准备离散时间线性模型的技术。上述许多分析/设计方法仍然可以应用于通过所提出的方法得出的模型。
利用多载波PWM控制方案的FPGA控制的三相光伏逆变器研究
传统的三相两电平和三相五电平逆变器如图1所示。所建议的转换器的示意图如图2所示。它由三个单相五电平逆变器，1：1三相变压器L组成。过滤器和负载。可以从直流链路合成五电平电压。建议的MC-PWM逆变器设计有15个有源开关，1：1三相变压器和一个SDC。通过将辅助逆变器与H桥逆变器连接在一起，可以形成单相逆变器。辅助逆变器由单个IGBT和四个功率二极管构成。在该三相逆变器中，H桥逆变器由四个IGBT组成，其中Sa3和Sa4以基频的速率工作。
图1.传统的三相两电平和五电平逆变器
图2.拟议系统的框图
辅助电路中的开关Sa1，Sa2和Sa5以载波频率的速率工作。从图3可以看出，H桥逆变器（Sa1-Sa4）和辅助逆变器（Sa5）的组合被称为A相。类似地，B和C相也已构建。当从控制电路施加门控脉冲时，每个单相逆变器从DC链路产生330V电压。直流母线电压应大于逆变器输出电压（gt;radic;2times;V0）。如果不满足此条件，则逆变器无法将功率传递到负载。在直流母线方面，直流母线电压必须大于15％[18,20]。
图3.建议的电源电路
逆变器的输出电压被馈送到1：1变压器的初级，次级被星形连接，然后通过滤波器网络馈入负载。单相逆变器生成五电平输出电压，其输出如下（0，plusmn;Va，plusmn;Vafrasl;2）。 它们以五种状态工作，相应的电压状态如下：0 、,plusmn;Va和plusmn;Va / 2开关Sa1，Sa2和Sa5的开关频率和H桥逆变器的一个支路（Sa3和Sa4）的工作频率为20 KHz。 ）以50Hz的频率运行。切换表和工作模式如图4所示。所获得的输出电压等效于5级逆变器，这导致更好的谐波分布并减少了对无源滤波器的需求。由于每个阶段都是独立的，因此可以实现更高的可靠性。在故障情况下，故障检测和故障设备的更换非常容易。 为了控制逆变器，通过使用基于载波的PWM技术生成适当的开关脉冲。在这项工作中，基于APOD，POD和PD载波的PWM技术已应用于三相逆变器。这些也称为恒定频率技术，需要用于n级反相器（n-1）载波的生成切换脉冲。用于多电平逆变器的幅度调制指数和频率调制如下：Minv = Am（m-1）AcFinv = fcfm其中：Am＆Ac分别是调制和载波信号的峰值幅度，fc＆fm分别是载波和调制信号的频率。 APOD的开关逻辑如图5所示。开关Sa1，Sa2和aS5以一定的开关频率工作，H桥逆变器（Sa3和Sa4）的一个支路以50Hz的频率工作。
图5.切换逻辑
基于ANFIS的无传感器BLDC电机驱动的多扇区空间矢量PWM方案
本文提出了一种用于无刷直流（BLDC）电机驱动器速度控制的多扇区空间矢量脉宽调制方案（MS-SVPWM）的设计和开发。开发该控制方案是为了在各种速度和负载变化范围内增强BLDC的性能。硬件原型针对400 W，30 V，3000 rpm BLDC电机开发。驱动器包括不受控制的整流器单元，用于向逆变器单元提供直流电源。通过使用ANFIS控制实现MS-SVPWM方案，完成了建议的驱动器控制。 ANFIS控制器的主要功能是为驱动器选择合适的扇区，并通过比较传统的SVPWM和MS-SVPWM开关模式来预测失配脉冲。这种新的开关控制技术有助于减少逆变器的开关损耗，还可以提高BLDC系统的效率。该MS-SVPWM降低了直流电压纹波；总谐波失真（THD）和转矩波动达到标准水平。为了验证和验证所提出系统的实用性，首先使用MATLAB Simulink工具进行了仿真。使用DSPIC30F4011控制器为MS-SVPWM开发了硬件系统，并给出了仿真和实验结果。
图4.工作模式和电压水平 传统的BLDC很简单，并且响应迅速。但是，在稳态下，它会在转矩，磁通和电流中产生相当大的波动。本文讨论了基于BLDC的BLDC电机驱动的新型混合非对称SVPWM技术。这种混合技术使用ANFIS控制方案，有助于找到合适的电压矢量。使用DSPIC30F4011控制器为400 WBLDC电机驱动器完成了硬件原型。在该控制器中，使用ANFIS进行扇区选择，并优化了开关损耗，并最大程度地减小了驱动系统中的转矩脉动，定子电流变化和稳定时间。此外，从仿真结果可以看出，该切换机制改善了驱动器在瞬态条件下的动态性能，可以看出，通过所提出的方法，可以减小稳态时转矩，磁通和电流的波动。与基于模糊的BLDC相比，基于ANFIS的BLDC达到稳态值所需的时间更少。因此，所提出的方法也可以减少逆变器的开关损耗。另外，为了提高速度性能，开发了一种混合矢量控制器，该混合矢量控制器在由于参数错误或负载转矩变化而引起的不确定性下具有鲁棒性。从仿真和硬件结果可以看出，该方法在较宽的速度范围内都具有良好的响应。
系统控制策略对R290室内空调启动特性的影响
R290空调在寒冷的环境温度下运行会导致吸入压力低于大气压，从而危及此类空调的安全性和可靠性。在这项研究中，研究了几种系统控制策略对启动特性的影响，目的是避免空调中出现真空。分析了过热度的变化和关键点的流型变化。制冷剂的迁移和压力变化表明，由于在暖启动中较高的初始温度，压缩机和室内热交换器的热惯性有助于在膨胀阀入口处形成液态制冷剂，并增加了吸气量。压力。此外，通过在启动时向低压侧提供更多的R290制冷剂，在排放和吸入之间使用较大的初始膨胀阀开口或旁通管可以增加最小吸入压力。 如图1所示，使用与先前研究[5]中使用的实验设置相同的实验设置来研究不同启动控制策略对表压的影响（下面显示的所有压力均为表压）。本研究中使用的EEV的最大开度为500脉冲，下面显示的所有开度均为最大开度的百分比。使用热电偶和压力传感器测量温度和压力，包括每个主要组件的入口和出口的温度和压力。此外，在空调的室外机中安装了四个相同的观察镜（压缩机的排气口，蓄能器入口，EEV出口和EEV入口），以研究启动过程中关键点的制冷剂迁移和状态变化。为了阐明流动模式的变化，根据测得的压力和温度计算了关键点的饱和温度和过热度。 NIST REFPROP 9.1数据库用于获得R290空调的热物理性质。
图1.实验装置示意图。 下述所有测试均在相同室内和室外干球/湿球温度分别为20/15℃和2/1℃的室内和室外加热模式下进行，以进行合理比较。没有测试冷却模式，因为根据先前的研究，在这些启动过程中没有发生真空条件。在稳定状态下，压缩机的频率为90 Hz，EEV的开度为28％。在这些条件下，经过测试的空调可以达到其额定容量。 首先对没有特殊控制策略的冷启动公司进行了测试，从而为检查特殊控制策略奠定了基础。模仿带有压缩机加热带的空调并调查空调初始温度的影响（并且由于实验室的安全规则，为保证空调的安全性，不允许使用额外的加热带），进行了几次热情的创业。在暖启动过程中，空调达到平衡后即关闭电源。室内和室外的风扇停止了。因此，当空调在几分钟后重新启动时，压缩机和室内热交换器（IDH）的温度保持较高，而室外热交换器（ODH）的温度接近环境温度。
EEV开度的控制策略对于制冷剂迁移和压力变化很重要。在这项研究中，调查了一系列初始EEV的开放和EEV的不同更改策略。对于每个最初的EEV开通，下降率均保持不变，以进行公平的比较。在这些情况下，压缩机的频率在30 s内迅速增加到设定值（高频启动），而不是在210 s内逐渐增加，以尽可能接近地模仿具有固定频率压缩机的空调的启动过程。可能。在这方面，由于压缩机的体积流量将减小，因此在启动期间降低压缩机的频率还可以防止低于大气压的压力。但是，较低的压缩机频率将使启动时间增加到无法接受的程度。所有这些策略仅在冷启动过程的前几分钟才应用，并且在整个加热过程中所占的比例相对较小。此外，当排放温度达到室内环境温度时，控制系统将采用稳态操作策略，即室内风扇将开始运行，并且仅将暖风提供给室内环境。因此，所选择的策略将不会对空调的性能产生重大影响。 表1列出了在不同启动模式下启动过程中的最小吸入压力和EEV出口温度。根据先前研究的结果和讨论[5]，一旦液体管线中的残留液体R290迁移到压缩机和蓄能器中（40 s），气体R290就占据了EEV的大部分进口。当Tcomp，dis逐渐增加时，排出的R290在IDH中冷凝，液体R290的量在EEV入口处开始增加。向低压侧的制冷剂供应将逐渐满足压缩机的需求，然后吸气压力会再次增加。因此，对于每次启动，根据S4（EEV入口）的观察结果，EEV入口处的液体馏分增加的时间也列在表1中。下面介绍了不同的启动模式和控件的详细信息。
通过使用介电势垒放电控制空气微喷
在这项研究中，我们使用介电势垒放电（DBD）等离子体致动器以低雷诺数（Re free lt;low200）控制和脉冲二维自由空气微射流，从而避免使用阀门等移动和机械设备。我们进行了实验测量和可视化，以表征不同的DBD突发频率（1-80 Hz）和不同的DBD施加电压对内部和外部流动的影响。通过PIV实验确定总流速（包括夹带）。初步结果表明，流速增加了（20％），并且是在这些频率下脉冲微喷的一种有前途且有效的方法。 微型喷嘴是至少一维尺寸小于1mm的喷嘴。由于其在流量控制，特别是分离流量控制方面的巨大潜力，它们的研究和使用已变得越来越受欢迎。脉冲微喷头是一种新型的，有希望的执行器，它是固定微喷头的扩展产品，用于控制外部气流分离[1]，[2]和主动控制超声波冲击音。 [3]。合成微射流也已成功开发用于气动流控制[4]。合成射流与安装它们的表面上的外部横流的相互作用可以置换局部流线，并引起表面形状的明显或虚拟变化[5]。 的确，如果脉冲喷嘴已经证明其控制分离流的效率，那么从工业应用的角度来看，将其小型化是必不可少的。而且，有必要使用低成本，低消耗，重量轻的设备来确保流量控制的正能量平衡。现实的解决方案是使用MEMS（微机电系统）致动器对微型喷气机进行脉冲控制[6]。例如，最近显示，与大尺寸喷射器相比，使用MEMS脉冲微喷射器控制艾哈迈德身体后部斜面上的分离流可确保获得更好的能量增益[7]。还证明了相同的MEMS脉冲微喷射器还可以降低升力系数并抑制全尺寸车辆后窗上方的再循环气泡[8]。不幸的是，使用MEMS技术很难设计和制造脉冲微喷头。在考虑需要坚固性的工业应用时，小型移动机械零件也是一个问题。 由于等离子体致动器的高频响应和极低的功耗，它们已广泛用于主动流量控制实验。 在[9]，[10]中已经对等离子合成喷嘴（PSJ）或Sparkjet进行了深入研究。在[9]中，已经研究了等离子体合成射流致动器的频率响应，从而提供了有关主要致动特性的见解。此外，在[10]中，详细研究了能量沉积和激励频率对等离子体合成射流（PSJ）的形成和演化特性的影响。 一个有趣的替代方法是使用介电势垒放电（DBD）生成平行于壁的受控射流。 DBD需要电极，这些电极可以很容易地集成在墙壁上而不会干扰流动，也不需要上游的加压空气回路。 它们已成功用于平板[11]，[12]，钝体[13]，[14]，机翼[15]，[16]，[17]，气缸[18]上的分离控制，以引起混合增强射流[19]和增强冷却[20]等。此外，在[21]中，介电势垒放电的三维模拟已用于预测等离子体诱导的微型泵内部的复杂流动结构，产生的流速约为数mL min-1。此外，Debiasi和Li [22]进行了一项实验研究，以研究放置在通道壁上的DBD执行器引起的流动，其距离（通道高度）在2至30mm之间变化。在[23]中，进行了一项数值和实验研究，以表征DBD等离子体驱动的高20 DBmm矩形通道中的通道流，这表明按照控制要求，可以使用这种通道来泵送小流量设施。
在[19]中，脉冲等离子体喷气式飞机被定性为在超音速流（Mach 3）中的潜在用途，而用于气体加热的功率部分估计只有输入功率的10%左右，这与文献中提供的值一致。关于这一主题的全面和扩展审查可在[24]，[25]中找到。 如果 DBD 执行器由于其体积小且易于集成在墙壁上，因此在许多应用中具有强大的潜力，因此其有限的速度和流速使其难以在高速空气动力学中使用。DBD 的最大速
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