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双向无线电力传输系统的新型控制器
唐云宇，陈毅，Udaya K. Madawala，IEEE院士，Duleepa J. Thrimawithana，IEEE成员，马皓，IEEE成员
摘要：无线电力传输（WPT）是一种有前景的技术，可为各种具有非物理接触的应用提供电力。最近，双向无线电力传输（BD-WPT）系统越来越受到电网对车辆和车对电网应用的普及，这两个应用基本上需要双向电力传输。然而，BD-WPT系统本质上是复杂的，并且需要复杂的控制策略来提供同步以及调节双方之间的功率流。本文提出了一种新型控制器，该控制器在BD-WPT系统的谐振网络上使用测得的有功功率（P）和无功功率（Q）来调节双向功率流，同时提供双侧之间的同步，而无需用于控制的专用通信接口电力传输。位于拾音器侧的控制器适用于具有单个或多个负载的BD-WPT系统，并通过保持谐振回路中的无功功率确保拾音器转换器的伏安额定值处于电池充电的最低额定值负载侧最少进气。从1kW原型系统获得的实验结果与仿真结果显示出良好的一致性，验证了所提出的控制器可用于调节BD-WPT系统中的功率流。
关键词：无线电力传输，电动汽车（EV），电网集成。
第一章 介绍
无线电力传输（WPT）作为无线传输技术最近几年正在得到更多关注。与其他技术相比，WPT技术提供许多好处，例如高效率，电隔离和高可靠性，特别是在敌对情况下。 目前，WPT在工业中被广泛使用诸如自动导向车辆（AGV）之类的应用，生物医学植入物，移动应用和电动的人车辆（EV）充电[1] - [12]。 这些WPT的大部分系统主要针对需要的应用程序开发单向功率流。 但是，双向WPT（BD-WPT）系统现在也越来越流行将电动汽车整合为车辆对电网（V2G）系统[13] - [19]。V2G概念允许使用EV电池作为成本有效的替代能源储存来缓解波动并促进了动态需求管理可再生能源网络。因此，许多BD-WPT系统专注于磁性设计，建模，补偿拓扑，控制策略或电网接口[20] - [31]，已经被提出来证明可用性。
在建议的BD-WPT系统中，采用电流来源的WPT系统之间允许双向电力传输网格和任何数量的独立负载被认为是更适合V2G便利化[13]。并网双向转换器用于控制电网目前以及保持恒定[13]或软[30] - [31]建议的BD-WPT系统的直流链路电压。为了建议的BD-WPT是一个单一负载的例子系统通常由相同的转换器拓扑结构组成主要和皮卡两方的补偿网络，这需要更复杂和强大的控制与单向WPT系统进行比较。通常，潮流的方向和数量都受到控制
相对相位角或电压的大小转换器[13]，[24]，[29] - [31]。为了应用电池充电时，希望保持传输有功功率在预定值的同时最小化谐振回路中的无功功率。但是，这个由于性能参数和失谐系统中的元件容差的变化可能无法实现。在[32]，一种基于功率 - 频率下垂的控制技术已提出WPT系统的特性进行规范潮流的方向和数量。但是，那无功功率随着工作频率的变化而增加，这导致伏安额定值的增加。
另一方面，前述的控制策略只有在拾取器控制器与初级同步操作时才能实现，这意味着由初级转换器产生的电压矢量可用于拾取侧。 这可以通过使用专用无线通信接口来实现在主要侧和拾取侧之间[33] - [35]。 但是，这样的解决方案显然会增加系统成本并降低其稳健性，因为它需要额外的硬件和软件。 已经提出了另一种同步技术[36]，使用拾波器侧绕组上的辅助装置产生用于调节功率流的同步信号。 尽管该系统坚固且无线通信不受影响，但由附加绕组感应的信号对网络参数非常敏感，应予以严格补偿。
因此，本文提出了一种位于BD-WPT系统的拾取侧的新控制器，以克服上述缺点。所提出的技术使用了由拾波器侧转换器产生的有功功率和无功功率，实现主侧和拾波器侧之间的同步，同时调节双向功率流，而无需用于控制功率传输的任何无线通信。它允许拾音器转换器以预定的功率电平工作，同时即使在由于焊盘未对准和元件值变化而在调谐不足的情况下，谐振回路中的无功功率也会保持最小。详细描述新控制器的理论和实现，并通过使用数学模型的灵敏度分析来证明其鲁棒性。提出的仿真和实验结果，从一个1千瓦的原型双向WPT系统和一个拾取器收集，表明所提出的控制器易于实现和适用于BD-WPT系统。
第二章 BD-WPT系统
典型的单拾取式BD-WPT系统如图1所示：
图1.典型的双向WPT系统
初级侧变流器从电网获取电力通过双向AC / DC转换器并由DC供电线路电压Vin，而拾取端被认为是连接到一个EV并由一个单独的DC代表源Vout存储或获取能量。如果使用EV为了提供V2G服务，AC / DC转换器将对其进行控制电网电流为电网提供无功功率和谐波
除了有源电力之外。为了方便双向电网和电动汽车之间的电力流动，主电网和皮卡电路采用几乎相同的电子器件实现，其中包括一个转换器和一个谐振器电感 - 电容 - 电感（LCL）电路。随着调整拼箱网络中，初级侧转换器产生一个常数当前ipt电感Lpt，它是磁耦合的
到拾音线圈Lst到M.实际上，耦合松耦合变压器的系数k取值范围为0.01至0.4，两个绕组之间有不同的气隙。至最小化转换器的伏安额定值，包括LCL网络被调整为ipt的基本频率，如：
（1）
正如在[13]，[24]，[29] - [31]中讨论的那样，相对相位角度和vpi和vsi的幅度可以被控制以确定其间的功率流量和方向电网和电动车。 图2显示了典型的开关用于控制两个转换器的序列。 所有开关（Qp1-Qp4，Qs1-Qs4）以50％占空比和开关频率fT产生vpi和vsi，相移两个腿之间的相移phi;p和phi;s转换器。 每个相移都可以用来控制转换器电压的大小。 同时，方向功率流量可以通过设置相对相位来确定在调谐条件下，vpi和vsi之间的角度theta;c达到 /- 90°。
两个全桥转换器产生的电压可以用傅立叶级数展开表示为：
(2) (3)
图2. BD-WPT系统的电压和电流波形
图3. BD-WPT系统的电路模型
图1中的示意图可以进一步简化由两个电压源vpi，vsi和一个阻抗网络组成如图3所示。对松耦合变压器进行建模具有串联漏感Lptl，Lstl和磁化电感Lm =（Np / Ns）∙M，其中Np，Ns为初级和皮卡轮流分别。 使用叠加定理，由vpi或vsi提供的单独电流用以下公式计算另一个电压源由短路代替。在里面相量域，目前由小学和中学提供皮卡转换器可以通过以下方式给出捡拾转换器：
(4)
(5)
Vpi（n），Vsi（n）是由其产生的相位域电压在基本和n的转换器次谐波频率，Zp_in（n），Zs_in（n）是等效阻抗主要和拾取源，Zs_p（n）和Zp_s（n）是用于计算电流部分的相应阻抗Ipi归因于Vsi（n）和Isi归因于Vpi（n）。从图3中的电路的不同端看到的阻抗变量，可以由下给出：
(6)
(7)
由此，导出阻抗Zs_p和Zp_s：
(8)
Vpi，Vsi，Ipi和Isi的上述表达式现在可以用于深入了解BD-WPT的功率流系统在任何给定的操作条件下。 例如，拾取方来源或消耗的视在功率转换器可以通过使用下述等式：
(9)
其中Ps和Qs是所产生的有功和无功功率由皮卡转换器。 用（1） - （8）代入（9），功率和无功功率可以通过：
(10)
(11)
为了表征拾音器侧的功率流，功率相位角定义为：
(12)
将（1） - （11）代入（12），即可得到功率相位角可以在任何操作条件下获得。 它应该是注意到可以通过确保无功功率为零调节电源相角为0度或180度。 如果使用相移phi;p调制Vpi和Vsi的大小和phi;s，功率相位角可以通过调节来控制补偿Vpi和Vsi之间的相对相位角阻抗网络的任何变化，如下所示：
(13)
通常，主要和皮卡两侧的LCL网络被选择为在频率fT处共振。 因此，替代（1） - （8）至（10） - （13）的结果：
(16)
(14)
(15)
等式（16）表示功率之间的关系相位角和调谐后的相对相位角条件。相应地， /- 90°的相对相位角theta;c对应于0°或180°的功率相位角theta;Power， 分别。但是，BD-WPT系统很敏感元件公差和偏差之间的差异绕组，这可能会导致系统关闭调谐状态。例如，用（1） - （8）代替（10） - （11），作为theta;c的函数的Ps，Qs的变化可以是如图4所示，系统失调通过将Cst更改为其面值的80％和120％Lst-Cst和Lsi-Cst调谐网络都受到影响CST。可以看出，Ps和Qs都随着谐振元件值的变化。在实践中，调整基本上，BD-WPT系统以零Q操作相对相位角theta;c保持在 /- 90°，这也是对应于0的功率角theta;Power0°或180°。但是，如如图4所示，系统总是偏离零Qs在失谐条件下操作。为了尽量减少在这种不良状况下的无功功率，相对值相位角theta;c应该变为导致零的值Qs或对应于0o或180o的功率角theta;Power如图4所示。例如，对于失谐状态图4中，相对相位角theta;c应该变为45°对于0.8Cst和135o对于1.2Cst。
因此，基于上述数学分析调整和失调的条件，现在更有效以这样的方式控制相对相位角theta;c在0°或180°的功率角theta;Power下，拾音器一侧工作以确保两者都有效的电力传输单位功率因数的方向。相对相位角theta;c可以控制相位调制的任何组合phi;s和phi;s，这是任何给定量的功率传输所需的。基于PQ的功率控制技术同步在下一节中介绍。
图4.Cst对Ps，Qs和theta;c之间关系的影响
第三章 建议的控制方法
如图5所示，提出了一种基于PQ的控制器BD-WPT系统中的拾音器转换器。从中可以看出插图，感应到的电压和电流所产生的采用皮卡转换器来测量功率流量通过系统实时导出相对相位Vpi和Vsi之间的角度。与同步相反方法[36]中报道，该控制是通过导出功率流而不是感测磁场来实现的由ipt生成。尽管[36]中的感测信号处于与初级产生的电压矢量同步逆变器，有功功率不能调节到任何给定值数量在不同的操作条件下。这是在除了与分离相关的复杂性之外ipt产生的磁场。
图5.建议的控制技术
图6.（a）同步和（b）传输的控制框图电量
图5显示，组成了硬件处理器90o- 相移电路，乘法器，低通滤波器（LPF）和偏移电路。电流isi最初是采样的乘以采样电压vsi以获得实时有功功率P.同时，实时无功功率Q为用90o的产品测量- 移动isi和采样vsi。 P和Q的平均值使用两个LPF。实施偏置电路以避免负面影响值传递到DSP中的ADC接口处理器。图5中的DSP控制器用于导出驱动皮卡转换器的信号。因此，两个控制回路是实现了同步主要和皮卡控制器并调节传输的电量。
如[37]中所述，皮卡转换器必须是以与初级转换器相同的频率运行从初级到拾音器传输功率。如果这两个转换器以不同的频率工作，接收到的皮卡侧的功率会发生振荡，从而导致皮卡实际转移功率为零。因此，如所证明的在图6（a）中，使用压控振荡器（VCO）锁定启动开关的频率并清零相位计算出的功率相位角与功率相位角的差值参照点。
通常，逆变器操作在VCO处启动初始频率，这可能与操作不同主转换器的点。结果，电力相角由于VCO控制器引入了差异检测到振荡功率流。估计的电源阶段角度与参考值theta;P_ref进行比较，该参考值代表所需的功率流动方向，并通过alpha;馈入误差比例积分（PI）控制器。因此，一个频率由VCO导出，可用于调节皮卡转换器产生的电压矢量，转向控制潮流。从图2可以看出，Vpi和Vsi之间的相对相位角theta;c被改变改变Vsi的相位延迟。同时，根据（9），在比较测量的功率P和期望的功率之后Pref，错误信号被传送到一个独立的PI控制器阻止生成用于调节传送的变量phi;s如图6（b）所示。
为了说明所提议的控制器的操作，控制theta;Power的theta;c调整为0o，根据调整和失调的条件，用相量来证明如图2所示，电压和电流的表示。如（5）所示，Isi由两部分组成由图7中的Isi（p）和Isi（s）表示。Vpi和Vsi分别通过阻抗Zp_s和Zs_in。根据（7），如果系统调谐到切换频率，Zs_in的幅度是无限的，Zp_s是感性。因此，Isi（s）为零，Isi（p）与Vpi垂直导致0o如图所示，Isi和Vsi之间的相对相位角在图7（a）中。在这种情况下，只有真正的力量被吸收控制theta;c为90o。然而，在实践中，LCL电路由于元件值的变化而不能完美调谐和垫错位。例如，图7（b）显示了电流和电压相量在失谐条件下。在与调谐条件相反，阻抗Zs_in不是无限的，它引入了由Vsi产生的当前Isi（s）。所以可以看出，向量Isi和向量之间的相位差Vsi可以通过增加theta;c来消除。
图7. （a）调整和（b）失调条件下用于同步的电流和电压的相量
图8.同步和功率控制的序列
图9.（a）计算的功率相角，有功功率和无功功率对比相对相角和（b）建议的调整算法计算的功率相角。
图10.通过所提出的算法计算的功率相位角
图8显示了驱动信号的序列控制拾音器转换器的功率流。一方面，电源相角通过调节来控制延迟拾取
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