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基于调谐CLLC网络的共振双有源电桥的建模与控制
Wynand Louis Malan，学生会员，IEEE，D. Mahinda Vilathgamuwa，IEEE高级会员，和IEEE会员Geoffrey R. Walker
摘要
本文提出了一个线性状态空间模型一个带调谐的相位控制谐振双重有源电桥电容 - 电感 - 电感 - 电容网络。该模型对于快速模拟和状态估计是有用的大信号变化下的变量。该模型也适用于控制设计，因为dq变量的动态变化缓慢相对容易控制。使用提出的模型，a设计了允许控制的解耦控制方案的高频链路电流，同时也提高了转换器的软切换范围。使用稳态关系状态变量和系统输入之间的控制器被从三个比例积分（PI）控制器简化为一个PI控制器。控制器的执行情况很低低成本的数字信号处理器并经过实验验证实验仿真结果表明了该模型的有效性控制设计和快速模拟的有用性。索引术语 - 双向转换器，控制设计，建模，相位控制。
一，导言
由于对燃烧造成的负面影响的认识不断提高像煤和石油这样的化石燃料对环境具有影响，可再生能源（RE）资源正在被越来越多地利用以满足我们的电能需求。预计在未来10 - 20年，RE的发电量来源将增加10倍[1]。相比传统的可再生能源发电方式以大规模并网风电和太阳能农场的形式，分布式微型发电机的传输减少损失可能会增加电网的稳定性和电能质量本地[2]。风能和太阳能等可再生能源是固有的它们的性质是可变的，这可能导致不匹配电力供需之间。为了克服这一点不匹配，储能系统如电池组需求被纳入网络。这需要双向存储系统和本地电网之间的电源接口以便在剩余能量正在产生时对电池充电或者在有电池时从电池中提取能量赤字。
双重有源电桥（DAB）已被提供为其中之一用于双向dc-dc转换的首选转换器在哪里需要电流隔离，因为它具有少量的磁性组件和模块化结构。此外，它的软开关能力使得高频操作成为可能在很宽的电压范围内工作[3] - [5]。大部分的研究围绕着DAB转换器已经与硬件有关设计和优化，拓展变体来改善软开关，控制策略和调制方案[6]，[7]。最初，DAB转换器使用单相操作移调制策略。这种调制方案已收到由于实现软开关的时候很容易引起很多关注两个电压的大小由变压器匹配比。但是，当DAB转换器在外部运行时在这个范围内，转换器不会在零电压下工作开关（ZVS）和峰值电流增加导致增加开关和传导损耗[5]，[8] - [10]。许多其他复杂的调制方案已被调查[4]，[6]，[11] - [17]显示了改进的软开关范围并降低传导损失，但是，它们都仍然很大额定功率下的无功电流。
改善DAB各种谐振的软开关范围双有源桥（RDAB）拓扑已经被提出[18] - [32]。最常见的RDAB拓扑是该系列RDAB（SRDAB）[21] - [27]，[29]。已收到此拓扑由于其低谐振网络组件而备受关注计数，只需要一个额外的电容，这是固有的
直流阻断能力。 SRDAB通常被调制使用频率调制方案;然而，广泛需要开关频率范围来调制功率转移，这使控制和滤波器设计复杂化[21]，[22]。相位调制也被提出来SRDAB [24] - [27]。科拉迪尼在[27]和[24]中表明了这一点使用a时可遵循最小电流轨迹三相移（TPS）调制方案。在[18]和[32]中，一个频率调制电容 - 电感 - 电感 - 电容（CLLC）RDAB被建议可以在大输入下运行电压变化，同时保持软开关能力。建议的CLLC RDAB可以使用较小的调制器进行调制开关频率范围与SRDAB相比。在[31]中，提出了一种能够在以下条件下运行的E级RDAB即使在高开关频率下也具有高效率。另外，由于目前的采购性质，转换器对其不敏感寄生电感。琉璃苣[33] - [36]表明，电感 - 电容 - 电感（LCL）谐振转换器（RC）具有固有常数在调谐谐振下工作时的电流特性
电路的频率。这使LCL RC有用电容器和电池充电应用。在[28]和[37]中，提出了一个具有调谐LCL网络的RDAB，它是证明了电桥电流的大小当它以调谐频率运行时最小化拼箱网络。这提高了交换机的全部使用率并且还降低了高频的传导损耗链接（HFL）。为了增加该转换器的功率密度，具有调谐CLLC结构的谐振拓扑是建议减少磁性元件的数量所需的，减少了所需的变压器磁化电感并仍然表现出类似的经营特点LCL RDAB拓扑结构[38]。这些双向RC的建模和闭环控制在文献中还没有提到作者的观点，知识。最常用的建模技术与直接相关的脉宽调制DC-DC转换器输出的调制信号是状态空间平均值方法[39]。然而，这种方法假设一个小的波动，RCs以类似于频率的振荡频率切换状态空间变量，因此，小波纹假设不成立。各种状态空间建模方法已被用来模拟类似的转换器[40]，[41]，但是，导出模型的非线性进行分析系统和控制器设计困难。为了克服这个，建模技术被提出来转换交流状态变量通过使用同步，以慢速动态转换为直流值dq参考系变换[42] - [44]。这种方法有已被证明可用于大规模RC的建模信号变化和控制器设计。
本文的创新贡献如下： 线性状态空间模型是由相控RDAB导出的一个调谐的CLLC网络。 该模型对于快速模拟非常有用，估计大信号变化下的状态变量，和控制设计。 使用所提出的模型，简化了解耦控制方案的设计和实施一个PI控制器，可以同时控制主控制器和次级交流电流幅度，同时确保软开关的切换。第二节简要介绍了CLLC RDAB和随后对转炉进行了数学分析第三节。 所提出的模型的推导在第四节中介绍，并且使用所开发的控制器进行设计模型在第五部分。控制器在数字上实现信号处理器（DSP）控制原型转换器，以及实验结果见第六部分。
II。 RDAB的基本操作
CLLC RDAB转换器，如图1所示，由以下部分组成两个全桥转换器通过调谐谐振相连网络妥协的C1，L1，C2和L2。 在这个转换器中，耦合电感具有相对较低的耦合因子。 这个导致初级和次级漏感很大HFL的两侧。 漏电感是必要的以防止电容器之间的高频击穿C1和C2。 通过使用低耦合耦合电感因素，而不仅仅是变压器和分立电感需要设计和制造一个磁性部件这可以降低转换器的总体成本。该如（1）所示调谐两个串联谐振LC网络。该选择电容器C1和C2以与耦合谐振电感L1和L2分别处于开关频率全桥以（omega;sw）运行
两个全桥转换器以固定频率运行fsw并将直流电压VDC1和VDC2转换为三电平脉宽调制交流电压，v1和v2。 两个全桥转换器使用TPS调制方案进行控制如图2所示。每条腿的开关都受到控制具有50％的占空比并且第一支路的输出是相位从第二条腿的输出移动phi;1主桥和phi;2为次桥。 输出次级全桥v2从输出相移主要的全桥v1，以v1引导v1。所转移的权力的数量已经量化（2）所示，作者以前的论文[45]。 如图所示大部分权力是在基本面转移的调谐谐振网络的频率
k是电感L1和L2之间的耦合系数L2。 在（2）中，显示了传递的功率的大小可以使用phi;1，phi;2和theta;来控制。 尽量减少反应全桥转换器交流端的电流为theta;通常选择为plusmn;90°，其中 90°会导致潮流从初级到次级和-90°会导致电力从二次转移到一次侧。控制传递的功率的大小phi;1和phi;2是控制在0到180°之间。
III。 数学模型
为了简化数学分析，分析将在谐振的基频处进行网络fsw，并假定转换器处于稳定状态。因此，转换器可以简化为如图3所示。全桥转换器的输出已经简化转换成电压源v1和v2，由电压源表示傅立叶级数如下：
A.阻抗网络分析
图3中的简化电路模型将被转换从怀特到三角洲。 这将使我们能够展示这种关系在电流i1和i2之间以及电压v1和v2之间。该变换后的等效电路如图4所示电路方程到三角形网络，可以得到以下结果电压v1和v2与电流之间的关系
i1和i2：
由于CLLC网络被调谐到开关频率，我们可以将（1）代入到德尔塔阻抗方程中简化以获得以下关系：
这表明在开关频率和稳态下i1与v1分离，i2与v2分离。（9）中的电压和电流之间的关系 - （10）在图5中显示为相量图。 该图显示v2固定为领先i1 90°和i2固定领先v1由90°。 由此我们可以看出，当theta;为plusmn;90°时电压相量与它们各自的电流相量同相。这会在两个全桥转换器的交流端子处产生单位功率因数，从而最大限度地降低无功电流电路并降低开关损耗和传导损耗的转换器。
B.调制策略
从（2）中可以看出权力转移的大小通过RDAB可以使用三个变量phi;1进行调制，phi;2和theta;。这些参数如何调制是依赖的关于转炉的优化目标。在本文中，优化目标是首先尽量减少开关损耗转换器，从而可以在高频下进行操作，其次是将HFL中的传导损耗最小化。该当转换器很难时，开关损耗才显着切换，因此，调制策略将被选中该转换器将在整个电源上进行软切换转移范围。传导损耗主要是由于谐振以等效串联电阻的形式进行储能器寄生（ESR）。为了最大限度地减少由ESR导致的传导损耗，HFL电流应该最小化。调查效果（4）和（5）调制变量对电流的影响，已被代入（9）和（10）
从（11）和（12）中，我们可以看到HFL的幅度电流i1和i2由相移phi;1和phi;2控制。所以选择的调制策略需要减小phi;1和phi;2因为功率传输幅度被降低以保持HFL电流低。在[38]和[37]中，theta;固定在plusmn;90°，以便统一功率因数保持在全桥的输出端，使用phi;1和phi;2来控制功率传输的大小。在最大功率传输时，转换器为零电流开关（ZCS）或接近ZCS，如图6（a）所示。然而，因为功率传输的大小是使用调制的phi;1和phi;2，一些开关可以开始硬开关见图6（b）。在本文中，软开关是优先考虑的在统一功率因数操作下使CLLC RDAB拓扑结构可以用于更高的开关频率应用。为了在低功率传输时恢复软开关大小，theta;将偏离plusmn;90°，以前的偏差硬切换实例现在将在ZCS下进行软切换条件如图6（c）所示。在图7中，电压和电流之间的关系可以看到波形和调制参数。从图7（a），我们可以看到phi;1控制着v1的脉冲宽度，因此，基本成分的大小v1，而theta;控制i1和v1之间的相位差。在图7（b），phi;2控制v2的脉冲宽度，theta;控制i2和v2之间的相位差。通过分析图7，可以找到以下关系用于软切换ZCS，而不是之前看到的硬切换图6（b）
为了重新获得软开关，theta;根据（13），进一步的theta;从plusmn;90°变化，功率因数在全桥的输出。 这意味着软开关是以牺牲环流增加为代价而获得的HFL。 在图8中，比较了HFL的大小先前使用和提议的调制之间的电流显示策略。 这表明，作为权力转移幅度在所提出的策略中，HFL电流减小略高于以前使用的策略。 一个两者的传导损耗之间的类似关系预计调制策略，然而，所提出的调制预期策略会导致较低的切换损失以改善软交换功能。
对于本研究的其余部分，调制策略是与phi;1一起调制theta;，phi;2将用于调制RDAB的HFL中的电流以及因此的幅度的权力转移。 这种调制策略已被选中因为它改善了转换器的软开关范围而只是略微增加电流的大小在HFL中。 特别是软开关范围的增加重要的高开关频率应用的地方开关损耗主导了传导损耗。
IV。 状态空间模型
A. HFL模型
RDAB转换器有两个转换阶段，一个反转阶段和整顿阶段。 这导致三个子系统，一个高频交流子系统和两个直流子系统。 在这部分，将为HF交流链路和可控性导出一个模型并分析系统的相互作用。该HF交流链路已被简化为所见的等效电路在图9中。电压vs和vp是由于的感应电压变压器的互感和他们已被定义下面
B. DQ模型
所有的州都是周期性的，因此可以被代表通过傅里叶级数。 在[38]中，已经显示出力量传输主要发生在调谐的基频处谐振电路，因此，建模和分析交流子系统将以基频或omega;sw完成。由于状态变量被假定为正弦曲线基频，下面的等式可以表示ac声明：
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v1 = v1d sin(omega;sw t) v1q cos(omega;sw t) |
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v2 = v2d sin(omega;sw t) v2q cos(omega;sw t) |
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vc1 = vc1d sin(omega;sw t) vc1q cos(omega;sw t) |
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vc2 = vc2d sin(omega;sw t) vc2q cos(omega;sw t) |
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i1 = i1d 全文共10296字，剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料 资料编号：[13471]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word |
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