基于数字信号处理的 IPMSM 无传感器宽范围控制外文翻译资料

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基于数字信号处理的

IPMSM 无传感器宽范围控制

王高林 杨荣峰 徐殿国 IEEE会员

摘要 为了提高无位置传感器内置式永磁同步电机(IPMSM)的低速运行性能，最近提出一种基于数字信号处理的转子位置鲁棒观测方法。采用注入脉振高频电压信号的方式，通过高频电流的幅值信息获取转子位置误差信号，对信号处理及数字滤波器设计进行分析。在此基础上，研究一种具有较强抗负载扰动能力的转子位置观测器，通过考虑负载扰动转矩动态特性，给出位置鲁棒观测器的理论设计方法，根据实际扰动转矩特点及位置观测期望误差，采用极点配置法设计反馈矩阵系数。通过 IPMSM 无位置传感器矢量控制系统进行了实验，结果验证了该控制策略的有效性。

关键词：数字控制 内置永磁同步电机（IPMSM）驱动 位置传感器 宽范围运行

1 引言

内置式永磁同步电机具有高效节能以及调速范 围宽等优点，在电动车驱动、舰船推进、数控系统 及家用电器等领域得到了广泛应用[1]。高性能永磁

同步电机矢量控制需转子位置及转速信息，通常通 过安装机械位置传感器来获取。然而，位置传感器 的安装会带来系统成本增加、可靠性降低、尺寸增 大以及抗干扰能力降低等问题[2]。为了进一步扩宽 永磁同步电机控制系统的应用领域，多种通过测量 电参数以获取转子位置和转速信息的无位置传感器 控制技术相继被提出。

永磁同步电机无传感器控制技术主要分为低速 高频信号注入法和中高速反电动势模型法两类[3-10]。

中高速运行时可通过反电动势模型对转子位置进行 观测，而低速运行时反电动势幅值太小，难以准确 获取位置信息。可利用永磁同步电机凸极特性实现 低速以及零速无传感器运行，Lorenz R. D.提出了通 过注入旋转高频电压信号的观测方法[7]，Sul S. K. 提出了基于脉振高频电压信号注入的无传感器控制 方法[8]，这两种信号注入法都适用于 IPMSM。高频 信号注入法的实现可以分为两个环节，首先需从高 频电流中提取转子位置误差信号，然后通过设计观 测器利用该误差信号获得位置信息。

在提取转子位置误差信号过程中，主要需考虑 信号简单处理方法、数字滤波器设计以及逆变器非 理想因素影响等问题。文献[11]介绍了从信噪比极 低的高频负序电流信号提取位置误差信息的数字滤

图 1 IPMSM 无位置传感器矢量控制系统框图

Fig.1 Scheme of IPMSM sensroless vector control system

IPMSM 在两相旋转坐标系下的电压模型为

ud  id Ld

0 d id 

0 Lq id 0 

波器设计方法；文献[12]对 PWM 逆变器非线性所引

u Rs i

0

L d t i

e L

0 i



起的位置估计误差进行了分析与补偿。在获得转子

q  q 

q  q  d

q 

e f 

位置误差信号后的观测器设计环节中，目前主要采 用锁相环和 Luenberger 观测器两种方式，观测器结 构及参数对观测精度及鲁棒性有较大影响。然而， 现有文献对观测器参数详细的理论设计方法研究较 少，一般只考虑稳态观测精度，或者仅通过实验调 试来确定参数[13]。由于所提取的位置误差信号为三 角函数周期信号，因此观测器存在多个稳定收敛点，

式中 ud，uq——dq 轴电压分量；

id，iq——dq 轴电流分量；

e—— 转子电角速度；

f——转子永磁体磁链；

Ld，Lq——dq 轴定子电感；

Rs——定子电阻。

（1）

无法区分磁极的 N 极和 S 极，当负载转矩发生较大

突变时经常会导致观测误差增大，易使位置观测值

将式（1）变换到两相静止坐标系，可得

ualpha;  ialpha; L0 L1 cos(2e )

R 

L1 sin(2e )

d ialpha; 



由 N 极收敛到 S 极，从而引起磁场定向控制发生失  

s   

调，最终导致转速失控[14]。

ubeta;  ibeta; 

L1 sin(2e )

L0 L1 cos(2e ) d t ibeta; 

为了进一步改善 IPMSM 无传感器低速控制性

2L

sin(2e ) cos(2e ) ialpha; 

 

  

e

e f

sin(e ) 

 

能，对基于脉振高频电压注入的转子位置鲁棒观测

cos(2e ) sin(2e )

ibeta; 

cos(e ) 

器进行研究，给出一种通过高频电流幅值信息提取

位置误差的信号处理方法，在此基础上研究对负载 扰动具有较强鲁棒性的位置观测器，根据扰动转矩 动态特性和观测误差期望指标对观测器参数进行设 计，避免负载扰动过程中引起过大的观测误差，从 而可以有效地改善 IPMSM 无位置传感器低速运行 的控制性能。并通过 2.2kW IPMSM 矢量控制系统 对无位置传感器控制策略进行实验验证。

2 无位置传感器 IPMSM 矢量控制系统

（2） 式中 u，u——两相静止坐标系下电压分量；

i，i——两相静止坐标系下电流分量；

e——转子磁极位置电角度； L0——均值电感， L0 (Ld Lq ) 2 ； L1——差值电感， L1 (Ld Lq ) 2 。

往定子绕组注入高频电压信号，若所注入的高 频信号频率远高于基频，则 IPMSM 的高频电压模 型可以表示为

2.1 数字信号处理法原理分析

ualpha;i  L0 L1 cos(2e )



L1 sin(2e )

d ialpha;i 

     

图 1 为基于数字信号处理法的 IPMSM 无 位置传感器矢量控制系统结构图，通过提取高频电

ubeta;i  

L1 sin(2e )

L0 L1 cos(2e ) d t ibeta;i 

（3）

流信号的幅值信息以获取转子位置观测值，从而实 现 IPMSM 无传感器矢量控制系统的低速运行。

式中 ui，ui——静止坐标系下的高频电压分量； ii，ii——静止坐标系下的高频电流分量。

对式（3）进行变换，可以得到

如果误差角 e 接近零，则式（10）可近似为

d ialpha;i  1 L0 L1 cos(2e )



L1 sin(2e )

ualpha;i 

d t i 

L 2 L 2 

L sin(2)

L L cos(2) u 

d (i

• i ) 2 2L1Ui sin it 

（11）

beta;i 

0 1

0 1 

1 e 0 1 e 

beta;i 

d t qmi dmi

L2 L2 e

（4） 将式（4）反变换到实际 d-q 坐标系中，可得到

因此，位置误差信号可根据式（11）通过提 取相应的高频电流分量幅值的差来获取，表示为

d idi  1 L0 L1



0 udi 

（5）

(L 2 L 2 )

d t i 

L 2 L 2  0

L L u 

i 1 0 (I

• I )  k (I
• I )

（12）

qi 

0 1 

0 1 

qi 

2 2L1Ui

qmi dmi i qmi dmi

式中 udi，uqi——d-q 坐标系下高频电压分量；

idi，iqi——d-q 坐标系下高频电流分量。 如果定义旋转观测轴系为 de-qe 坐标系，将模型

（5）变换到 de-qe 坐标系，可得

d idei 

 

d t i

qei 

2.2 数字信号处理法信号处理分析

根据上述的方法，往定子绕组注入数字电压信号，通过定子电流采样值提取高频电流信号， 再由测量轴系的高频电流幅值分量作差获得位置误 差信号，其主要信号处理过程如图 2 所示。

1 L0 L1 cos(2e )

L1 sin(2e )

udei 

L2 L2 

L sin(2)

L L cos(2) u 

0 1 

1 e 0 1 e

qei 

（6）

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