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电动汽车充电系统中改进的无差拍控制的单相PWM整流器
Ping Wang , Yuxuan Bi , Fei Gao , IEEE会员, Tianbao Song, and Yun Zhang , IEEE高级会员
摘要：在电动汽车的单相交流充电系统中（EV），具有无差拍预测电流控制（DPCC）的单相脉宽调制（PWM）整流器的特点是通过快速的电流动态响应和简单的算法。但是在稳定状态下DPCC的性能会受到电路参数不匹配和控制延迟影响，这将导致交流侧功率因数降低和输入电流失真。此外，因为传统的DPCC在电压回路中采用了PI控制器，负载突变的动态响应的性能可以得到改善。在本文中，无差拍控制方法得到了改进。在电流回路中，交流侧电压补偿参数旨在提高功率因数并降低总谐波失真（THD）。电压回路使用自抗扰控制器（ADRC）来提高系统的动态性能。无差拍控制方法的可行性和有效性已经通过仿真和实验结果得到了验证。
关键词：参数校正，单相PWM整流器，总谐波失真，功率因数，无差拍控制，自抗扰控制器。
命名
Us 电网输入电压
usalpha; and usbeta; alpha;-beta;坐标中的瞬时电网电压
usd and usq d-q坐标中的瞬时电网电压
Is 电网输入电流
Isref 参考输入电流
isalpha; and isbeta; alpha;-beta;坐标中的瞬时输入电流
isd and isq d-q坐标中的瞬时输入电流
uab H桥的交流电压
uabd and uabq d-q坐标中H桥的交流电压
udc 直流输出电压
2019年3月1日收到手稿; 修订于2019年6月29日; 接受于2019年8月18日。发布日期2019年8月26日。 当前版本的日期为2019年10月18日。这项工作得到了国家自然科学基金会的支持，编号为51577130和51977145。本文的评论是由M. Vasic博士完成的。 （通讯作者：Yun Zhang）
P. Wang，Bi。T. Song，and Y. Zhang就读于天津大学电子信息工程学院，邮编300072，电子邮件地址：ping@thu.edu.cn; 1559866227@qq.com; 1244385687@qq.com; zhangy@thu.edu.cn.
F.Gao就读于上海交通大学电气工程系，上海200240（电子邮件sjtugf@163.com）。数字对象标识符10.1109/TVT.2019.2937653。
Uref 直流参考电压.
L1 电网侧电感.
Cdc 直流母线电容器
Ts 控制系统的采样周期.
Tgrid 电网电压周期
Td 系统的控制延迟
D H桥开关的调制指数
S 视在功率
P 有功功率
Q 无功功率.
PF 功率因数
h 补偿指数
一、介绍
随着汽车在世界范围内的普及，化石燃料的污染和温室效应正在成为全球性问题，其对环境有严重影响的[1]，[2]。因此，可实现零污染排放的电动汽车（EV）引起了广泛关注[3]，[4]。 如图1所示，在电动汽车充电系统中，AC / DC转换器将交流电从电网转换为直流电源。 如今，单相脉宽调制（PWM）整流器已广泛用于电动汽车充电系统[5]，原因是它效率高，体积小，低成本，高可靠性[6]，[7]。 与二极管或晶闸管整流器相比，单相PWM整流器可以实现单位功率因数，降低的电流谐波和双向潮流[8]。
单相PWM整流器的控制方法多种多样，例如电流控制和功率控制。电流控制方法主要包括磁滞电流控制[9]，空间矢量控制[10]，无差拍电流控制[11]，模型预测电流控制[12]等；电源控制方法包括瞬时功率控制[13]，模型预测功率控制[14]，[15]等。目前，随着电动汽车充电器的广泛使用，充电器带来的无功功率和谐波电流以及所需的电网容量
给低压电网带来挑战[16]。与此同时，充电器需要改变输出功率以降低电网要求，有时可能会减少达到额定功率的近50％[1]，[17]。因此，在较宽的负载范围下，控制方法应调整THD在不超出限制的情况下实现最大输入电流，同时最大化功率因数并当输出功率改变时实现更好的动态电压响应性能。
图1 电动汽车充电系统结构图
在电流控制方法中，无差拍电流控制方法是从电路公式中得出的，其具有易于实施和快速动态的优点反应[18]。无差拍电流控制的电流回路旨在实现单位功率因数并减小输入电动汽车充电系统的电流的谐波。但是它的表现因电路参数不匹配和控制延迟而不理想[19]，这反过来增加了输入电流谐波并降低交流侧功率因数。在[20]中，在预测电流控制中，控制延迟的影响会被预测第（k 2）个采样电流及被分析的无功功率系统的电感实际值与计算值之间的参数不匹配减轻，但参数不匹配的解决方案没有讨论。在线输入电感估算方法提高了系统的稳定性并减少了控制错误，在[21]中提出。但是算法中未考虑控制延迟。在[15]中，提出了在线输入电感和电阻值的计算方法。在预测功率控制中，相应的有功和无功无功功率是通过预测（k 2）个样本计算而得的，但是算法直接通过成本函数确定输出开关矢量，而不是适用于PWM。在现有文献中，电感参数校正不能完全补偿控制误差由控制延迟导致的控制错误以及在无差拍控制中较大的电感参数会导致电流环路输入电流谐波增大。无差拍控制的电压环路用于稳定充电系统中直流母线的电压。传统无差拍控制中的电压环路通常使用比例积分（PI）控制器。针对稳定的电压输出，避免单相整流器中直流电压的二次谐波，PI控制器的设计带宽很低，限制其动态性能。
为了减轻电感参数不匹配和控制延迟对系统的影响，提高无差拍控制的动态响应，本文提出了一种改进的电动汽车充电系统单相整流器无差拍预测电流控制（DPCC）方法。二阶广义积分锁相环（SOGI-PLL）[22]用于预测第（k 1）个样本的电网电压，并通过更改电压参数来减小功率因数角。与传统控制方案相比，交流侧功率因数增加了，而输入电流的总谐波失真（THD）却减小了。本文还分析并比较了电压环路中的自抗扰控制器（ADRC）和PI控制器的性能，并使用ADRC来改善系统动态性能。最后，通过仿真和实验结果验证了所提出的无差拍控制方法的性能。
- 传统的无差拍预测电流控制
电动汽车充电系统中单相PWM整流器的拓扑结构如图2所示，其中S1至S4和Q1至Q4分别是H桥中的MOSFET和续流二极管。
图2 单相PWM整流器的拓扑结构图
根据图2中的电路定理，整流器的电压方程可写为
(1)
在传统的无差拍控制中，电压环路通常采用PI调节器；电流环路基于单相PWM整流器的电压关系，如（1）所示，第（k 1）个采样点的输入电流通过方程的离散化获得所需的占空比以达到控制目的。
替代到（1）中，电流回路的方程可以推导为
(2)
其中和分别是输入电流的第（k）个和第（k 1）个采样值。
无差拍控制要求在第（k 1）个周期内执行精确跟踪，可以将其描述为
is(k 1) = isref (k) （3）
其中isref (k)是第（k）个采样点的参考电流，通常由电压环路作为DPCC中PI控制器的输出获得。
在一个控制周期内，可以认为H桥输入电压uab满足以下公式
uab = Dudc (4）
图3 D和的时序关系
图4 传统的无差拍预测电流控制（DPCC）方案的框图。
将（3）和（4）代入（2）式中
（5）
其中D（k）是指在第（k）个样本处计算出的调制。可以看出，常规无差拍控制的电流环路通过推导电路方程式来获得所需的占空比，最后通过正弦脉冲宽度调制（SPWM）获得整流器的开关信号。
考虑到系统的控制延迟，计算出的电路调制与采样输入电压之间的时序关系如图3所示。由于存在延迟，因此在第（k）个采样之后的之后开始执行D（k），这使得（5）中的相应量不准确，从而导致控制误差和系统不稳定。为了减轻控制延迟的影响，预测第（k 2）个样本（）上的输入电流进行无差拍控制：
（6）
使两个相邻控制周期中的电流变化相等，即，则D的表达式可推导为
（7）
其中是从线性外推获得的，公式为
us(k 1) = 2us(k) minus; us(k minus; 1) （8）
传统的DPCC方案的框图如图4所示，其中（7）用于电流环路，而PI控制器用于电压环路。
图5 DPCC的框图
图6 ADRC的框图
在传统的DPCC中，使用电网电压采样的线性外推法获得。但是，这会将电网电压的谐波分量引入电流环路，从而导致控制性能下降。另外，电感参数不匹配和控制延迟可能导致交流功率因数降低和电网电流失真。由于在电压环路中采用了PI控制器，因此必须遵循严格的控制器设计来改善系统动态响应。
- 无差拍可预测的电流控制方式
为了克服上述缺点，本文提出了一种改进的DPCC方案，如图5所示。在电压环路中，ADRC用于实现对负载突变的快速动态响应。在电流环路中，通过SOGI-PLL获得在alpha;-beta;平稳坐标中的和来预测第（k 1）个样本的电网电压。此外，以旋转坐标系中的和为参考，改变电流环路中的电压补偿，可以减少参数失配和控制延迟的影响，提高方案的稳态性能。
- ADRC在电压环路中的应用
ADRC用于改进的DPCC的电压环路。 图6显示了ADRC的结构，包括三个部分：非线性跟踪微分器（TD），扩展状态观测器（ESO）和非线性状态误差反馈（NLSEF）[23]。如（1）中所述，整流器的电压方程是一阶微分方程，因此可以根据一阶线性自抗干扰控制器（LADRC）[24]，[25]设计电压环路。在单相整流器的控制方案中采用的LADRC算法在[26]中进行了描述。 与PI控制器相比，下面分析单相PWM整流器中ADRC的控制性能。
图7 传统方案中使用的ADRC和PI控制器后半部分的伯德图
由于参考电压恒定，因此可以忽略非线性跟踪微分器的影响，并得出ADRC的输出为
（9）
其中和对应于图5中的可调参数1/b和b，代表NLSEF中的比例系数。是和ESO中的可调参数。
在（9）中，当输出参考电压保持恒定时，前一部分在稳态下恒定。后一部分的输入是直流参考电压和测量的误差。图7表示出了ADRC的和PI控制器的传递函数的伯德图（传统方案）。
当PWM整流器达到正弦输入电流时，输入功率中会产生两倍电网频率的纹波，这将表现为直流电压上的二阶谐波AC纹波。在无差拍控制算法中，电压环路（电流环路的外部环路）会将2次和高次谐波引入电流环路，从而使输入电流失真。在图7中，与传统的PI调节相比，ADRC在低频范围内具有相对较高的增益，并且在100 Hz及以上的频率范围内其增益低于PI控制器，这表明在低频范围内抑制电压环路中高频谐波的性能。因此，采用ADRC可以改善输入电流控制的性能和的动态响应。
- 具有可变电压参数补偿的无差拍电流控制环路
在传统的DPCC中，电流环路的性能受组件参数失配，控制延迟和非线性误差的影响，这些因素会影响输入电流的总谐波失真和电网侧功率因数。本文提出了一种改进的电流环路，如图5所示。它可以预测输入电压并补偿输入电流相位，以减小输入电流THD并增加功率因数。另外，SOGI-PLL用于锁相。SOGI-PLL在电网频率下以二阶广义积分跟踪电压信号，并生成虚拟轴电压，该虚拟轴电压比原始电网电压滞后pi;/ 4。该方法不仅可以实现对电网电压的静态跟踪，而且可以对电网电压的谐波进行滤波。在DPCC中，需要对电网电压进行预测，这可以从在SOGI-PLL中通过以下方式获得的，得出：
（10）
改进的无差拍电流环路可描述为
（11）
其中是控制算法中采用的电感与实际电感之比，h是补偿参数（初始值为1）。
传统方法的调制可以表示为
（12）
把（12）代入（11）中，得：
（13）
当h小于1时，将一个正弦变量的振幅恒定，并且相位比电网电压高pi;/ 2，将其添加到调制变量中。假设在第（k）个样本中h发生了变化，将（13）代入（1）并积分了的表达式，则得出
（14）
将和（14）两端相加：
（15）
其中是h保持为1时的值。
同样，可以得出
（16）
n=0,1,2,...,.
从n = 0到n =
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