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一种新型的在部分遮挡和非匹配条件下最大功率点跟踪的光伏子模块级功率平衡拓扑结构
摘要
串联模块/子模块的部分阴影和非匹配条件可导致出现具有多个局部极大值的非凸功率曲线，并降低整个模块的峰值功率。子模块之间的能量转移使它们达到相同的工作电压；这样的功率收集操作可生成凸功率曲线，提升光伏系统的峰值功率。本文所述拓扑结构受益于开关电容（SC）转换器的概念，是一种子模块级功率平衡概念的具体应用，与现有研究成果相比，其创新点包含无遮挡时停止开关操作、串联线路级可拓展性以及减少功率电子元件使用量。功率电子元件使用量的减少是通过两个子模块共享一个SC转换器的方式实现的，这也能带来降低功率器件能量损耗、降低成本和电路体积的优势。本文给出了所述拓扑结构的插入损耗的理论式，并通过PSpice仿真和原型电路的实验评估，证明了损耗理论解的正确性。这也表明，通过使用所述拓扑结构，有可能提取出部分遮挡的光伏线路的几乎所有可用能量，并将其传输至负载端。
关键词：子模块级最大功率点跟踪（MPPT），差分功率处理（DPP），分布式电源转换器，开关电容（SC）转换器
1 介绍
由于高压逆变器具有高效率，因此需要光伏（PV）模块串联连接以获得高压（Kerekes，2009年）。最近的研究工作和技术发展按时间顺序向我们介绍了中央逆变器，串联逆变器，具有多个输入的串联逆变器，多电平逆变器，每个光伏模块的微型逆变器，模块和子模块（SM）级别的DC-DC优化器，基于扩散电荷再分配（DCR）的单元级最大功率点跟踪(MPPT)。DCR，由Chang 和 Leeb （ 2014 ） 以及Chang 等人提出（2014; 2015），可用于“未来智能光伏模块”。每种方法的思想都是作为部分阴影和随粒度增加的失配损失的解决方法 (Gokdag 和 Akbaba, 2014)。串联模块/子模块/单元之间的部分阴影和失配条件会导致具有多个局部最大值的非凸输出功率特性曲线，并降低整个系统/模块（包括旁路二极管）的峰值功率。这限制了整个系统/模块的功率提取（Giral等人，2010）。
将旁路二极管与SM并联连接，以绕开部分遮光的SM并且防止它们充当未遮光模块的负载。当旁路二极管由于阴影而被激活时，旁路的子模块产生的功率会被浪费。因此，最近的研究集中在通过使用旁路二极管重新获得旁路功率，并使其达到相同的工作电压（Giral等人，2010）。Pilawa Podgurski和Perreault（2013）利用分布式电力电子概念的优点，提出了一种与子模块并行实现的同步降压变换器，它采用电感和电容元件，并对子模块产生的全部功率进行处理。此拓扑不使用差分功率处理（DPP），并且整体效率在很大程度上取决于转换器效率。随后在子模块水平上的研究通常依赖于一个类似的想法，即使用储能元件（如电感电容器或变压器电容器和开关的组合）在子模块之间传输能量或重新分配电荷。这种能量转移将所有子模块带到相同的工作电压，并产生一个凸的输出功率曲线，其峰值功率随串联子模块/单元的峰值功率增加而增加。所有这些研究只处理与串级功率相比很小的功率失配，并且损耗最小。 如果子模块之间是不平衡的，他们不会失去理想的功率。因此，所有仅处理子模块之间的失配功率的DC-DC转换器都归类为DPP概念。Giral等人(2010)提出了一种带电流控制的双向降压升压电路，利用有源电压共享来保证模块中的等截面电压。闭环控制需要电流测量。在Qin和Pilawa-Podgurski (2013)等人研究中，DPP转换器被实现为具有电压测量反馈的同步 buck-boost电路。控制策略的设计允许每个DPP转换器跟踪其本地MPP相应的子模块。该控制策略在二维表面上找到合适的占空比，在串电流暂时固定不变情况下使串电压最大化。每个DPP变换器都需要串电压信息来实现这种控制策略。因此，这一策略需要一个通信接口来获取诊断数据。在中央逆变器上工作的传统扰动观测MPPT算法逐渐将先前固定的串电流很慢的移向回路中的最大功率点值，而本地DPP控制器调整占空比，能够快速实现回路中的串电压最大化。在迅速变化的环境条件下，这种控制方法可能会失效。因此，子模块电压和串电流可能永远不会收敛到它们的最佳值。控制复杂度也会随之增加。在Kim等人(2012年)的文章中，使用蒙特卡罗模拟对串联模块的光伏模块到总线和光伏模块到光伏DPP架构进行了失配条件检查，并与带和不带旁路二极管的串联模块进行了比较。作者指出，反激拓扑可以用于光伏模块到总线转换器，而BUCK-Boost拓扑可以用于光伏模块到光伏模块转换器。他们的仿真结果表明，光伏模块到总线结构具有较好的性能。然而，光伏模块到总线转换器中使用的开关必须额定到总线电压，这在应用中造成了一些缺点。在Shenoy等人研究中（2012a；2013），为双向buck-boost变换器开发了需要电流和电压测量的本地控制策略，该变换器被用作Kim等人提出的光伏模块到光伏模块架构中的DPP。运行在本地控制器上的基本扰动观察算法试图最大化每个光伏元件的功率，以找到相应的占空比。据说，转换器效率约为96%。在Shenoy等人研究(2012b)中，分析了几种差分能量转换架构和相关的局部控制。他们的仿真结果表明，光伏模块到总线架构中采用的隔离反激式转换器处理的功率量最少。在Levron等人（2013；2014），Olalla等人（2013；2014a；2014b；2015）和Choi等人（2014）研究中，分析了另一个允许DPP及其控制方法的双向反激转换器。反激式变压器的次级端口并联，并与模块/串输出断开。这解决了Kim等人(2012年)提到的缺点，带来了使用低电压开关的优点，并且产生了不需要额外感测的控制。这种结构增加了串电缆的使用，因为它在变压器的次级使用双芯电缆。在Kesarwani，Stauth (2012年)和Stauth等人(2012a；2012b；2013)研究中，谐振开关电容(SC)转换器被配置为并联梯形架构，其中串联的光伏单元处于子模块级，以提高在遮光或不匹配情况下的能量捕获。平衡动作通过一个双芯电缆和连接器从多一个附加转换器级的子模块级延伸到整个串联模块。所有上述研究通常同时使用电感和电容元件，并采用n或n-1转换器来防止n个子模块的失配损耗，从而导致成本和电力电子器件损耗增加。
这项工作中提出的拓扑包括一个与光伏电池并联的功率转换器(图1)，并受益于以不同于类似研究的方式的开关电容转换器概念(Kesarwani和Stauth，2012；Stauth等2012a2012b2013)。
这实际上是Chang ，Leeb (2014) 和Chang团队的研究中 (2014; 2015)概念的应用；与相关研究中的概念相比，具有一些新颖之处，例如子模块级功率平衡、在没有遮光的情况下停止切换、串级扩展以及功率电子元件数量减少。减少电力电子元件的数量是通过两个子模块共用一个开关电容转换器来实现的。这就减少了电力电子损耗，降低了成本，降低了变换器电路的体积。第2节给出了拓扑的插入损耗分析。在PSpice环境下对所提出的拓扑进行仿真，并搭建样机进行实验验证。仿真和实验结果都证实了第2节给出的损失分析。利用所提出的拓扑，可以提取部分遮光模块上的几乎所有可用功率，并将其传输到负载侧。
2 提议的拓扑
在所提出的拓扑中，每个子模块都和电荷存储电容器并联，子模块再构成整体模块（图1）。这些子模块可以相互切换连接，使所有子模块达到相同的工作电压。转换器的控制非常简单，子模块和相关电容定期在两种状态之间切换。提出的拓扑结构要求n个电容和n 1个开关用于n个子模块，而Kesarwani和Stauth (2012)以及Stauth等人研究中(2012a)提出的谐振SC转换器（2012b；2013）需要2n- 1个电容和2n个开关。
图1 （a）提出的需要连续切换的梯形连接子模块拓扑 （b）允许停止切换过程梯形连接子模块拓扑
图1a所示的这种拓扑的单个输出版本需要连续切换。即使在子模块之间没有部分遮光和不匹配，这也会导致插入损耗，因为由图1a右侧所示的转换梯串产生的功率必须被处理以传输到负载侧。因此，当开关停止时，由开关梯形串产生的全部功率将会损失 (Chang 和 Leeb, 2014; Gokdag 和 Akbaba, 2014)。图1b所示的拓扑允许在不存在部分阴影的情况下，在开关处于位置“1”的情况下停止开关过程，从而减少插入损耗。在这种情况下，插入损耗的出现仅仅是因为在图1b的右侧串联子模块的串电流流过串的最高和最低开关的导通状态电阻。该方法可通过将超导转换器放入光伏组件的接线盒中而扩展到串级(图2)。双芯电缆用于串联光伏组件。通过将SC转换器放入光伏组件的接线盒中，该方法可以扩展到串级（图2）。双芯电缆用于串联光伏组件。
Chang 的团队. (2014) 和 Seeman 以及Sanders (2006)提出的SC损耗分析可用于图1b所示的拓扑。SC转换损耗对输出阻抗引入了两个渐近极限，即慢开关极限和快开关极限。
图2提出的拓扑的串级扩展
在计算开关转换器的输出阻抗时，由于慢开关限制(SSL)，所有开关和所有其他导电互连被认为是理想的。还假设电容器经受脉冲电流。在快速开关限制(FSL)条件下，假设电容电压保持恒定，开关和其他互连的电阻源控制损耗。图1b所示拓扑的损耗分析可以按照Chang等人(2014)和Seeman和Sanders (2006)给出的程序进行。下面，假设所有子模块完全匹配，进行插入损耗计算。
慢开关限制开关子模块串的输出阻抗（RSSL）如公式1所示。
其中，alpha;c,i是第i个电容器的电荷倍增器，代表流入电容器的电荷相对于输出电荷流的归一化体积，C是并联到子模块的电容， fsw是开关频率，N是连接在图1b所示的建议拓扑的一个支路中的子模块的数量。插入损耗百分比计算为SSL输出阻抗与负载电阻的比值。负载电阻（R L）如公式2所示。
其中IMP 和 VMP 分别是子模块的最大功率电流和最大功率电压。给出了SSL的插入损耗百分比（ILSSL）如公式3所示。
得到了开关子模块串的FSL输出阻抗（R FSL）的表达式如公式4所示。
其中，alpha;sw,i为第i个开关的电荷倍增器，代表相对于输出电荷流通过导通状态开关的归一化电荷流，Reff为开关在与任何互连电阻串联的情况下的有效电阻。在公式5中给出了FSL（IL FSL）的插入损耗百分比。
例如，对于开关子模块串，假设N=3，VMP=11.2V和IMP=4.66A（在标准测试条件下），C=20mu;F，FSW=250kHz，Reff=10mOmega;。计算SSL和FSL插入损耗分别为总串功率的0.50%和0.12%。总插入损耗（ILTOT）是用公式6计算的。对于上述参数，它被计算为总功率的0.51%。
3仿真结果
随后的仿真是用PSpice实现的。采用并联电阻和串联电阻的单二极管模型对一个24单元光伏子模块进行了仿真。在仿真中使用了具有以下参数的子模块:VMP=11.2伏，IMP=4.66安(在标准测试条件下)，并联电阻为75.36欧，串联电阻为0.326欧，C=20 mu;F，fsw=250千赫，并且在开关子模块转换器电路中使用了Reff=10毫欧。模拟了一个3//3梯形配置的6个子模块的示例串，以表明所提出的任意N//N配置拓扑可用于获得在部分阴影条件下峰值功率增加的凸功率曲线，并且从该模拟获得的结果证明了第2节中给出的损耗分析。仿真中使用的PSpice图的一般方案如图3所示。
图3仿真使用的PSpice图的一般方案（SM：子模块）
图4示出了在三种不同情况下均匀照射下的输出功率对输出电压(P-V)的曲线:(1) 6串联串，(2)在连续切换期间3//3切换的子模块串，以及(3)在位置1停止切换的3//3串。图5显示了两个50%部分阴影(即16%整体阴影)的条件下的P-V曲线。如图5所示，具有旁路二极管的串联串的P-V曲线包括多个峰值功率降低的局部最大值点。在这种情况下，在串逆变器上工作的MPPT算法必须能够找到全局最大值，而不是局部最大值或最小值。传统的基于爬山的MPPT算法在多个局部极大值的情况下会失效。与带/不带旁路二极管的串联串的结果相比，3//3开关子模块串的P-V曲线是峰值功率增加的凸曲线。除了这个过程之外，传统的爬山MPPT算法可以容易地找到最大功率点并提取更多的功率点，因为切换的子模块串的P-V曲线总是凸的。
图4均匀照射条件下功率对输出电压(P-V)曲线的比较(颜色参考本图的在线版本)
图5部分阴影条件下功率与输出电压(P-V)曲线的比较(颜色参考本图的在线版本)
表1中列出的结果显示了最大功率和效率。在均匀辐射的情况下，开关子模块转换器获得了99.48%的转换效率(CE)，这证明了第2节中的损耗分析，总串功率的0.51%的小损耗。在16%整体阴影的情况下，提取的功率效率(EPE)为83.49%，这证明所提出的拓扑能够提取几乎所有串上可用的功率。在均匀照射条件下，开关停止在位置1，以防止插入损失。这种情况下的临界电流为99.84%。0.16%的小损耗是由于串的最上面和最下面的开关的导通状态电阻，其携带图3右侧的串联子模块的串电流。因此，人们可以得出这样的结论，即这种损耗几乎是恒定的，并且随着串的尺寸变大，这种损耗与总串功率之间的比率可以忽略不计。
表1模拟中最大功率和效率的比较
UR：均匀辐射；OS：整体遮光；CE：转换效率；EPE：提取功率效率
4实验结果
测试所提出的拓扑的实验原型如图6所示。在该原型中，建立了
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