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效率高达99％的隔离式三相矩阵型双有源桥降压-升压PFC整流器
摘要：三相功率因数校正整流器是电力电子学的重要领域，它从公用三相电源向直流负载提供数十千瓦或更高的功率，并实现正弦输入电流。在许多应用中，例如由于安全原因或不同的接地方案，在电源和负载之间需要隔离。本文介绍了降压-升压型，单位功率因数，隔离矩阵型，双有源桥，三相整流器的调制，设计和实现。它使用类似于常规双有源桥转换器的电路，但采用直接矩阵转换器将高频变压器的初级绕组连接到电源。提出并全面分析了软开关调制方案，得出闭式解和数值优化问题，以计算实现最小传导损耗的开关时间。基于此分析，讨论了一个8kW 400V rms三相交流到400V 直流原型的设计，力求实现最高的效率。使用900V SiC MOSFETs和带有集成电感器的变压器实现了的功率密度。测量结果证实，在额定工作条件下的超高全功率效率为99.0％，在输入电压降低10％时为98.7％。
关键词：直接矩阵型，双有源桥（DAB），隔离式整流器，三相功率因数校正器（PFC）
一 简介
近年来，住宅区和商业或办公楼中固有直流负载的数量和功率需求已大大增加。这些负载包括电动汽车，LED照明，用于节能空调和通风系统的变速驱动器以及信息和通信技术设备，例如台式计算机，服务器和数据中心。同时，随着光伏板等可再生能源的产生，直流电的产生量也随之增加，例如光伏板和产生直流电的小型风力涡轮机。因此,直流分布系统跨越单一的商业建筑，工业厂房，或一个完整的住宅区预计会减少转换损耗，提高可靠性和/或降低成本。这些所谓的直流微电网已经在科学研究和工业领域引起了广泛的关注。
数据中心的直流配电系统也有望获得相同的好处，因为可以减少转换级数。由于数据中心和电信设备消耗大量功率，并且通常以24times;7运行，因此整流器和dc-dc转换器的转换损耗在站点的运营支出中占很大比重，电路工作导致效率高达99％在这种情况下在经济上是可行的。
通常，要提供几十到几百千瓦的负载，这意味着需要三相功率因数校正（PFC）整流器才能从常规交流电源提供直流母线。在许多应用中，两个转换级被使用，其中一个三相升压型PFC前端提供了一个asymp;800V的直流电压，这是由一个DC-DC转换器的DC总线电压降压asymp;400V，产生两级系统。如果应用需要，例如出于安全原因或接地方案，则可以在dc-dc转换器中包括电流隔离。或者，也可以在单级中由不同的隔离矩阵型三相PFC整流器在市电和直流输出电压之间执行此转换过程，而无需中间的直流电压或能量存储。
图1（a）显示了最简单的隔离式单级三相整流器电路之一。它由一个输入滤波器，一个提供六脉冲电压的二极管整流桥以及一个用作隔离式DC-DC转换器的双有源桥（DAB）装置组成。使用DAB转换器的优点在于，只要其设计有足够大的漏感，并且只需要一个磁性元件，即隔离变压器，就可以实现降压和升压工作。这意味着输出电压可以高于或低于六脉冲电压。但是，输入整流器的两个二极管在任何时候都导通，因此，产生的市电输入电流不是正弦曲线的。为了克服这个问题，二极管整流器和DAB转换器的一次侧全桥可以用直接矩阵转换器（DMC）代替，如图1（b）所示。该电路在[12]中被提出为具有双向功率流的车辆到电网接口，在[13]和[14]中被提出为逆变器。由此在这片论文上产生的电路称为隔离式三相矩阵型双有源桥降压-升压PFC整流电路。上述的调制方案均导致输入电流中的低次谐波。在[14]中，据报道交流电流总谐波失真（THD）为12％，这对于PFC整流器通常是不可接受的。
在[23]中分析了类似的降压型整流器的几种开关模式，该降压型整流器在次级侧使用了二极管整流器和一个额外的输出电感器。还为IMDAB3R的初级侧选择了建议的理想开关模式，但是由于次级侧开关引入了额外的自由度，因此需要不同的占空比值。
本文在第二部分分析了实现纯正弦电源电流的零电压开关（ZVS）/零电流开关（ZCS）调制方案，并推导了传导损耗的最佳开关时间。基于此，第三部分描述了超高效8kW原型整流器的设计程序和DMC的换向模式。第四节介绍了测量结果，最后，第五节给出了主要发现和结论的摘要。
图1、隔离的单级三相整流电路。在（a）中，二极管桥用于产生六脉冲电压，该电压为DAB dc-dc转换器提供电流隔离，并产生的高于或低于输出电压。由于任何时候只有两个前端整流二极管导通，因此产生的电源电流是非正弦的。（b）通过使用3到2 DMC，可以将任何线到线电源电压选择为初级侧绕组电压，使之可以在正弦电源电流下运行[12]–[14]。本文对该电路进行了分析并命名为IMDAB3R。
二 调制
为了推导出IMDAB3R的调制方案，对IMDAB3R进行了三次迭代。基本电路拓扑结构：图1(b)通过替换DMC MODFETS进行简化，DMC MODFETS具有两个三分之一的选择开关和 将节点g和h连接到三个终端输入a、b、c中的一个。省略了输入滤波器，结果电路如图2(a)所示。为了计算所得的初级侧变压器电流，通过用等效电压，输出电压，次级侧全桥和匝数代替市电电压和，进一步简化了电路。如图2（b）所示，用电压源替换该比率。在不失一般性的情况下，只有第一个主电源电压扇区为，参见图2（c）。使用常见的对称性考虑因素，可以将获得的结果推广到其余11个扇区。
图2.（a）IMDAB3R的简化示意图，其中DMC MOSFETs被两个三个选择开关和所取代，并且输入滤波器被隔离。在In（b）中，类似DAB的转换器模型，示出了用于实现PFC的调制方案的推导。输入和输出开关由等效电压源和代替，参考变压器的初级侧。在推导中仅考虑扇区1中的电源电压，如（c）所示。
A.ZVS / ZCS切换模式
在[23]中可以找到对初级侧电压的不同开关模式的综合分析和比较。作者得出结论，图3所示的模式（在[23]中称为Type-A）是理想的，因为它使我们能够实现ZVS以获得足够高的输出功率。为了ZVS发生，所有上升当为负时，必须出现上升的边缘，反之亦然，并且所有当为正时，必须出现我们的上升沿。作为积极的上升通常会导致电流增大，阶梯型模式用于，其中电源线间电压为最高绝对值（扇区1中的）被选择为仍然是开关频率周期的开始由于最后一个周期lt;0A。接下来，用选择第二大绝对值（），最后选择向初级侧绕组施加0 V电压。两种过渡导致正处的下降沿上升，这使ZVS。在每个开关频率的下半部分开始时周期，向上切换到，并且相同的波形和以前一样，但是创建了up和us以及的相反极性。这样可以确保没有直流电压施加到变压器的初级侧绕组。将时间t标准化为一个开关周期的，向上定义为
（1）
其中，必须满足
（2）
可变脉宽调制方波交流电压占空比和相移用于次级侧电压，其中确定前沿的切换时间，如图3所示，代表滞后，代表滞后。像在传统的DAB转换器中一样，导致从交流电源到直流侧的功率传输。
图3.初级侧（u p ）和次级侧（ursquo;s）变压器电压的图（未按比例绘制）以及扇区1中电源电压的所得初级侧电流i p，即，u a gt; 0 ge;u b ge;u c。为了实现ZVS，通过首先选择具有最大绝对值（u ac）的电源线间电压直到t = 0 来创建阶梯形电压u p 直到t=0.5 minus; t 2，其后是绝对值第二大的线间电压（ u ab ）直到t = 0 .5 minus; t 1，最后为0 V直到t = 0 .5 [23]。负半波0 使用相同的形状，但极性相反0.5lt;tle;1。可以将该电压u p 建模为三个50％占空比方波u p1，u p2和u p3的总和，其幅度为交流线间电压的一半。次级侧电压ugrave; scaron;被分成两个50％占空比的信号。所有时间均归一化为开关周期T sw ，并且所有次级侧电压均相对于初级侧示出，即乘以匝数比n p / n s。
B.输入和输出电流的计算
在以下推导中，忽略了开关频率电压纹波，传导损耗和变压器的励磁电感。为了计算变压器电流i p和由此产生的市电电流i a ，b ，c，将初级侧电压u p分为三个50％占空比方波电压u p1，u p2和u p3之和。如图4（a）所示。振幅up3等于干线电压最高的一半绝对值（uac），up2之一由line-toline定义具有最低绝对值（ubc）的电压，其余线间电压（uab）确定up1的幅度。 这个可以写成
（3）
（4）
（5）
（6）
考虑到间隔，例如时，三个电压u p1，u p2和u p3均为正，导致
（7）
匹配（1）。以同样的方式，被分成给出两个方波
（8）
（9）
由于up1是唯一取决于电源电压的电压uab，up1传递的功率Pp1可用于计算Delta;连接的市电输入电流iab的平均值大于1开关频率周期Tsw [参见图4（a）]
（10）
在本文中，符号上方的横杠（如）用于指示一个开关频率周期内的本地平均值。 注意的另一种更详细的推导描述于附录A。
图4.（a）等效电路模型，其中损耗，电压纹波和磁化电感被忽略，所有数量均参考主要方面。 绕组电压up分为三个电压up1的总和，up2和up3（参见图3），分别对应于所提取的瞬时功率来自三个市电的线间电压。 这使我们可以计算局部等效Delta;连接市电输入电流的平均值，即iab。 同样，分为和和接收到的功率这些电源的输出功率等于输出到输出端的功率开关周期内的电流源IDC。 （b）使用叠加原理计算ip作为由主要和次级侧电压源。
图5.辅助函数sigma;（t），lambda;（t）和xi;（t）的图形电源和输出电流方程的推导请注意xi;（t）不是正弦曲线但包含两个二次函数。
所需的变压器电流ip（t）可以使用叠加[参见图4（b）]
（11）
其中五个独立电流分量中的每一个都具有占空比为50％的三角形，如图5所示，并由
（12）
为了求解（10）中的积分，可以对（12）进行积分，得出图5所示的周期函数xi;（t）为
（13）
这使我们能够计算一次切换的iab平均值频率周期为
（14）
以几乎相同的方式，其余两个平均市电电流和直流侧输出电流可推导为
（15）
（16）
（17）
使用（14）–（16），在给定电压下产生的输入电流可以计算出开关时间t = [t1，t2，t3，t4]，让我们可以计算出瞬时无功功率Q [24]，[25]为
（18）
在理想情况下，PFC整流器会产生正弦输入电流，与电源电压同相，这意味着没有产生无功功率。 SettingQ = 0表示（18）等式转换时间t必须满足的约束。
C.传导损耗最佳PFC调制
从图1（b）所示的整流器原理图中可以看出变压器的初级绕组电流ip已传导由四个DMC MOSFET组成，与DMC的导通无关州。 同样，两个全桥MOSFET导通次级侧变压器电流约为ipnp / ns。 忽视高频效应，例如皮肤和邻近损失，半导体传导和变压器绕组损耗与均方根变压器电流的平方成正比ip，rms。 下面，得出一种调制方案，实现与电源电压同相的正弦输入电流，最小。
IMDAB3R的结构及其等效电路[如图2（b）]与传统的DAB dc-dc转换器相似，传导损耗的最佳解析表达式如[26]中所述，可以得出开关时间。 考虑中特殊情况下omega;t=30◦，电源线至中性点电压ub为零[参见图2（c）]，因此，整流器必须确保ib =0。这意味着DMC未选择第b行，导致t1 = t2。 因此，uac是唯一的市电线路DMC用于产生电压的电压，以及整流器像传统的DAB dc-dc转换器一样工作。 因此，在[26]中得出的最佳开关时间对于在这种情况下为IMDAB3R。 两个对应的波形图6的底部显示了不同的输出电压。
1）不连续传导模式（DCM）：用于低输出电流idc和dc电压upn高于或低于标称值，omega;t= 30°的最佳开关时间导致DCM解决方案，其中每个半周期的末尾ip为零t = 0和t = 1/2，如图6（a）所示。由于相似在IMDAB3R和传统的DAB dc-dc转换器之间，可以假设DCM产生传导其他电源相角omega;t的最佳损耗切换时间为那么，对于低于阈值idc，DCM，max的输出电流idc。为了清楚起见，DCM切换时间记为tkD，kisin;{1,2,3,4}。
DCM的特征是对齐的上升沿或下降沿上和我们之间的关系以及一次侧和二次侧之间的伏秒平衡，导致在t = 0和t = 0.5时ip（t）= 0。注意这个导致ZCS。 如果输出电流idc低于，可以在t =之前插入ip等于零的间隔电源电压相位为0.5且t = 1，如图6（a）所示角度omega;t= 15°和omega;t= 30°。的计算下面描述。 数值结果绘制在图8是omega;t和直流输出电压upn的函数。
根据upn，up和us的上升沿或下降沿必须在DCM中对齐，如图7（a）-（c）所示。边界电压u，其上升沿和下降沿为 可以通过设置Q = 0以实现PFC操作并选择t1D = t3D和t4D = 0来对齐上升沿和下降沿来计算。 使用（18）和（19），可以得出的解析表达式为
（20）
图7（d）显示了与omega;t的关系图。标称电源电压U1 = 230V rms。
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