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基于锁相环和三次谐波反电势的超高速永磁无刷电机无位置传感器控制
摘要－专用集成电路（ASIC）ML4425常用于永磁无刷直流电动机的无传感器控制。它集成了包含反电动势（EMF）信息的未通电绕组的端电压，并使用锁相环（PLL）来确定无刷直流电动机的正确换相顺序。然而，即使没有脉冲宽度调制，由于飞轮二极管的传导，终端电压也会被电压脉冲扭曲。在超高速（120kr/min）驱动器中出现的非常宽的脉冲也由ASIC集成。因此，电机换相严重滞后，驱动性能下降。本文提出用集成三次谐波反电势代替端电压的方法，大大降低了换相延迟，改善了电机性能。介绍了基于ASIC的新型无传感器控制器的基本原理和实现方法，并给出了实验结果，验证了控制策略的正确性。另一方面，由于绕组电感的影响，电机电流出现相位延迟，降低了驱动性能。因此，提出了一种具有分立元件的新型电路。它还利用了三次谐波反电势和锁相环技术的集成，为无刷直流电动机提供可控的先进换相。
索引项－应用专用集成电路（ASIC）、无刷直流（BLDC）电机、锁相环（PLL）、无传感器控制、三次谐波反电动势（EMF）、超高速电机。
I．介绍
永磁无刷直流电动机的无位置传感器控制是永磁无刷直流电动机的一种常用控制方法。无传感器控制策略有很多种，但最流行的是基于反电动势（EMF）的控制策略，基本上可以采用三种方法：1）检测EMF过零点；2）从过零点积分EMF，并将积分结果与参考电压进行比较；对电动势进行积分，用锁相环（PLL）保持积分结果为零。另一方面，相位电动势或三次谐波电动势都可以用于无传感器控制，而相位电动势通常是从终端电压中提取出来的六种基于电动势的无传感器控制技术，如表一所示。其中，技术I-V已被报告，主要参考文献见表一，而技术VI是新颖的，将在本文中介绍。
ML4425是一种商业应用专用集成电路（ASIC），基于上述技术III[6]，[7]，通常用于无传感器控制无刷直流驱动器。它集成了包含相电势信息的未通电绕组的端电压，其锁相环保证了积分结果为零。因此，无刷直流电动机可以用适当的频率和相位角进行换相。在大多数情况下，ASIC提供非常可靠的操作，其外围电路也很简单。因此，ASIC被用于实验性的超高速（120kr/min）系统中。电机规格见表二。由于采用开环启动方式，ASIC遇到的主要问题是启动性能差。然而，在实验系统中，无刷直流电动机驱动的空气压缩机需要较低的起动转矩。因此，易于实现开环起动。然而，在高速运行过程中，无刷直流电动机的换相明显滞后。这是因为未通电绕组的端电压中出现了由于飞轮二极管传导而产生的相对较宽的电压脉冲，并且也由ASIC集成。下文将进一步分析。因此，换相延迟导致低功率因数、低效率、低输出功率能力，以及高温上升。为了克服这一问题，本文提出ASIC应集成三次谐波反电势而不是终端电压，文[12]中对该技术进行了初步的研究和改进。
应该指出的是，三次谐波反电动势已经被用于无传感器控制中，方法是用电压比较器检测过零点[9]，[10]或将电动势积分并与参考电压比较[11]。这些方法对三次谐波电动势信号中的噪声敏感，分别属于上述技术IV和V。然而，本文提出的无传感器技术使用电压积分器和锁相环来处理三次谐波电动势。因此，它对信号噪声具有鲁棒性，属于技术VI。
II．原始无传感器控制
图1示出了无刷直流驱动器的示意图。
如图2所示，被称为、和的电机端子电压被ASIC用于无传感器控制。从终端电压，ASIC创建一个虚拟中性点与它的内部电路。另一方面，如果不考虑飞轮二极管的传导，在任何时候，必须有一个相位未通电，并且每个未通电状态持续60度电。因此，从虚中性点和未通电相的端电压，可以得到反电动势。ASIC集成反电动势，同时生成电机换相序列，使得积分结果，即图3中的净阴影区域为零。因此，每相必须在反电动势过零发生前30度停止通电，并在相同过零后30度开始反向通电，如图3所示。因此，与控制器、逆变器和电机形成PLL，使电机与反电动势同相换相。
然而，如图4（a）所示，未通电相位的终端电压实际上包含由于飞轮二极管传导而产生的脉冲。脉冲也由ASIC集成。因此，当积分结果，即图4（a）中的净阴影区域为零时，电机换相偏离期望相位角，导致换相前进。此外，漂移角随电机参数、转速和负载情况而变化，因此失去控制。
在图4（a）中，注意到电压脉冲远离反电动势波形。例如，阴影脉冲为正，而同时反电动势为负。因此，脉冲会严重扭曲电动势波形。然而，如图4（b）所示，如果电压脉冲是反向的，则它将更接近反电动势，两者在示例中都是负的。因此，电动势波形失真较小，相位漂移角较小。但是，换相会变迟滞，迟滞角也会失控。这种技术将实际应用于基于ASIC的无传感器控制器中。
当电机电时间常数较大或电机负载较重时，由于未通电相的电流通过飞轮二极管衰减的时间较长，电压脉冲会比较显著。此外，如果电机转速高，则基本周期短；因此，脉冲相对较宽。特别是在实验系统中，由于无刷直流电机驱动空气压缩机，电机转速越高，负载越重。因此，换向减速将在以后的高速运行中继续进行。这将从第四节的实验结果中观察到。
III．改进的无传感器控制
原控制下的换相延迟是由传感信号波形失真引起的。为了解决这一问题，ASIC控制应采用含有EMF信息但不失真的信号，如三次谐波反电势。大多数无刷直流电动机的相电动势接近梯形波形；因此，它包含三次谐波分量，如下所示
下标中的数字表示谐波阶数，k表示a、b、orc相，表示各次谐波的电动势常数，theta;表示转子位置，omega;表示电动角速度。可见，三次谐波电动势是theta;的函数；因此，它包含转子位置信息。此外，如图5所示，可以通过简单的y连接电阻网络从电动机绕组端子a、b和c以及中性点n中简单地抽出[8]-[10]。在电阻网络中，包含以下电压方程：
= 3
=( ) 3(2)
=3
, 和是电阻中的电流，如果衰减器输入阻抗非常高，则 =0。此外，假设表面安装PMs（SPMs）的无刷直流电机的绕组电感L和M恒定，则电机相电压和电流方程为：
式中，, 和是绕组中的电流。从（1）-（3）中，推导出：
= (4)
因此，三次谐波电动势可以通过电阻网络起点和电阻绕组中性点提取。此外，无论绝缘栅双极晶体管（IGBT）开关或自由轮二极管导电状态如何，上述方程始终有效；因此，理论上提取的信号波形是不失真的。
图6显示了实验发动机中捕获的三相和三次谐波反emf波形。结果表明，相位EMF的过零点与三次谐波EMF的过零点同时出现。另一方面，在无刷直流操作期间，由于逆变器在绕组端子上施加电压，电动势相位不能被直接捕捉。然而，如果从信号usn测量三次谐波EMF，则可以根据其相位角和用信号分析仪预先测量的谐波含量合成相位EMF。
图7示出了改进的无传感器控制器的原理。在稳态下，三次谐波电动势的积分结果，即净阴影区为零。因此，在反电动势过零发生之前，逆变器IGBT在30电度下被关断，而在过零之后，同一相的另一IGBT在30电度下被关断，因此，正常换相被实现。然而，在暂态过程中，如果电机换相提前，积分结果为负。这将降低锁相环中压控振荡器（VCO）的输入电压，从而降低电机换相频率，直到换相不再提前。相反，如果换相延迟，积分结果为正；因此，VCO输入和电机换相频率将增加，直到换相不再延迟。此外，从图7可以看出，自由轮二极管的传导在ASIC集成的信号中不呈现电压脉冲；因此，在稳态期间，它不会导致电机换相中的延迟或前进。
IV．实验研究
在相同的IGBT智能功率模块（IPM）逆变器、无刷直流电动机和空压机负载下，对原有和改进的无位置传感器控制器进行了实验研究。三次谐波反电势总是被捕获，然后合成相位反电势。相位电流波形也被捕获，从中可以识别电机的换相。如果实现了正常换相，则当三次谐波电动势达到其峰值时，逆变器开关状态应立即改变，如图7所示。
实验用的无刷直流电动机采用原无位置传感器控制器低速（10kr/min）运行时，电流很小，端电压脉冲宽度很小。因此，如图8（a）所示，电机换向几乎不延迟。但是，如果电机以超高速（120kr/min）运行，则电压脉冲相当宽。因此，在试验中，换向延迟了12.9度。此外，延迟换向反过来使电流衰减周期更长，在图8（b）中为35.2电度。
另一方面，如果使用改进的控制器操作无刷直流电动机，则低速（10 kr/min）的换向也不会延迟，如图9（a）所示。然而，在超高速（120 kr/min）下，尽管飞轮二极管的导电周期很长，但在试验中换向延迟显著降低到3.6电度。这种延迟主要是由控制器中使用的一些低通滤波器引起的。此外，在换相延迟较少的情况下，通过自由轮二极管的电流衰减速度比图9（b）中的快21.6度。
上述实验结果证明，当飞轮二极管导通较长时，原控制器性能较差，而改进后的控制器不受二极管导通的影响，因此适用于全速范围和所有负载条件。在电机运行条件相同的情况下，通过对两种控制器的实验比较进一步验证了这一点。用Ayokogawapz4000功率分析仪测量直流和3°电压、电流和功率，以及电机功率因数和转速。此外，热电偶嵌入电机槽和端部绕组中。发现端部绕组温度高于槽部绕组温度，记录比较。另一方面，转子磁铁的平均温度估计如下。首先，磁铁温度系数是预先测量的。其次，在已知的室温下测量电机的开路电动势常数，最后，当电机工作在一定的负载条件下时，控制器突然关闭，电机绕组与逆变器断开，并立即重新测量开路电动势常数。因此，根据磁温系数和mf常数的变化，计算出了负载磁温。在热稳定状态下测量绕组和磁铁的温度。例如，图10（a）示出，使用改进的控制器，换向几乎不延迟，并且自由轮二极管的传导变得更短。因此，相电流因相反电动势而延迟较少，等效功率因数得到改善[图10（b）]。因此，无刷直流电动机需要较少的电流来达到相同的速度和负载[图10（c）]，无发电机槽[图10（d）]，需要较少的输入功率[图10（e）]，并导致较低的温升[图10（f）]。需要指出的是，在实验系统中，降低温升至关重要，因为在额定转速下，永磁体和用于保护磁体的碳纤维套管都接近其最高工作温度。通过使用改进的无传感器控制器，转子温度降低了10°C，这对提高电机的可靠性是相当有利的。特别是在使用原控制器时，转子温度可达到145℃，部分轴套已断裂。但由于采用了改进后的控制器，在相同的运行条件下，在过去1.5年的运行中从未发生过此类事故。
V．讨论
A.三次谐波反电动势信号中的噪声-
从图8和9三次谐波电动势的提取信号中也存在噪声。然而噪声是微不足道的，因为它的宽度比三次谐波电动势的周期短得多。此外，如果用示波器放大其波形，则噪声显示为振荡，而振荡的积分几乎等于零。因此，与原控制器端电压中脉冲的影响不同，三次谐波电动势信号中的噪声几乎不会降低改进控制器的性能。
B.低速性能
相位反电动势的幅值通常高于三次谐波电动势的幅值，因此，可能会质疑原控制器是否比原控制器具有更好的低速性能。然而，事实并非如此。ASIC的最大输入电压为12v，而在实验用无刷直流电动机中，端电压和三次谐波反电势的幅值都较高。因此，终端电压或三次谐波必须在连接到ASIC之前衰减，如图所示。分别是2和5。三次谐波电动势的振幅约为相电动势的八分之一；因此，改进后的控制器的衰减也约为原控制器的八分之一。因此，在一定的速度下，直接连接到ASIC的有效信号的幅度在两个控制器中几乎相同。因此，它们的低速性能是相似的。实验结果验证了这一点，原控制器和改进控制器的平均转速分别为5.4kr/min和3.0kr/min，与电机转速范围相比，差异最小。
C.终端电压不存在反电动势过零的操作
在大多数情况下，自由轮二极管的传导持续时间小于30度，因此，在未通电相位的终端电压中存在反电动势过零。然而，在某些情况下，例如在具有大电时间常数（L/R）或重载的超高速电机中，飞轮二极管的传导可能超过30度。在这些情况下，过零点不会出现在终端电压波形中[13]。因此，在原无传感器控制器中，未通电相的电压积分永远不能为零，导致电机换相顺序错误。然而，这种问题可以通过改进的无传感器控制器来解决，因为待集成的电压不会因飞轮二极管的传导而失真。
D. 绕组电感引起的电机电流相位延迟
虽然改进的无传感器控制器使电机换相几乎与反电动势相位一致，但由于绕组电感的影响，当逆变器IGBT分别打开和关闭时，电流的增加和衰减需要时间，因此实际电流仍然延迟。
例如，在图9（b）中，相电流的基本分量从相EMF被延迟14电度。这种相位延迟降低了电机的功率因数，并导致一些进一步的缺点。因此，本文提出了一种具有先进换相特性的控制器。例如，控制器可以由离散组件构成，如图11（a）所示。虚线框内的电路具有与ASIC ML4425相似的特性。它先对三次谐波反电动势e3进行预处理，产生新的信号e3i，如图11（b）和（c）所示。然后，它集成了e3i。然而，与此相反，集成结果在连接到压控振荡器之前，V3i被加上正电压基准Vref。然后振荡器的数字输出信号（VCO）触发逆变器。因此，整个系统，即控制器、逆变器和电机，形成PLL。在稳定状态下，PLL确保V3i Vref=0。如果vref
为零，则V3i，即图11（b）中的阴影区域也为零；因此，实现了正常交换
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