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光伏DC/AC逆变器中SiC MOSFET和Si IGBT
功率模块的电热约束比较
摘要
本文比较研究了在光电逆变器应用中，SiC MOSFET和Si IGBT他们的结的相关变化。通过将从光伏发电厂提取的一年多的当前任务剖面引入计算工具，对这些变化进行估计。后者基于损耗模型和热模型，包括两者之间的耦合。详细计算了第三象限SiC MOSFET的损耗。得到结果是半导体结的温度曲线，它允许确定和比较SiC MOSFET和Si IGBT功率模块中的热约束。
1介绍
碳化硅（SiC）半导体器件在电力电子中的应用越来越广泛，主要是因为它们的高开关速度快，在总体上提高了逆变器的整体效率和/或紧凑性。
在光伏装置中，逆变器具有最高的故障率和故障预测是一个重要的问题。此外，很少有人研究这种使用SiC MOSFET的转换器的可靠性。
在这种情况下，半导体的结温及其随时间的变化导致DC/AC逆变器的加速老化。许多研究已经提出了估计这种温度的方法，特别是对于使用热模型的IGBT功率模块。
我们的研究目的是比较在相同的电流和电压额定值下，SiC MOSFET和用于二级光伏逆变器的Si IGBT功率模块中结温的变化。利用数值工具从当前任务剖面估计结温。
了解温度及其随时间的变化，再加上对退化模式和机制以及任务剖面的研究，将有助于估计这些半导体在光伏应用中的寿命。
本文介绍了测量器件结温的方法。该模型由多个子模型组成，主要有损耗估算模型和热力模型。这两个模型可以耦合，以考虑损耗随组件温度的变化。然后，将温度作为时间的函数进行估计，并将其注入一个名为“Rainflow”的循环计数算法中，该算法允许在给定的温度分布下，获得每个值的出现次数。这种方法如图1所示，其中I是电流曲线，P是给定半导体组件的损耗曲线，是结温曲线，该温度的变化，是平均温度，是环境温度。 所有计算均使用分析模型进行，并在Matlab软件中实现。
图1
2方法
2.1元件选择
SiC和Si技术水平的直接比较并不明显。实际上，封装上的电热压力取决于所选择的结构。例如，使用相同的技术，当改变设备的额定电流时，这些压力是不同的：最高温度和热管理系统将发生变化。此外，这些压力很大程度上取决于应用（电流水平、开关频率hellip;）。成本也是很重要的一点。因此，在提供客观的比较目标之后，决定将这两种技术与具有相同电流和电压额定值的功率模块进行比较，并将该方法应用于光伏逆变器的应用。
为了进行这项研究，选择了额定电压为1700 V，额定电流为225 A的SiC MOSFET功率模块CAS300M17BM2和Si IGBT功率模块FF225R17ME4。 注意，IGBT功率模块中的二极管是PiN二极管，而SiC MOSFET模块中的二极管是肖特基二极管。
这项研究是用一个两级三相电压逆变器进行的，在图2中的SiC模块的情况下，其中是直流母线电压，是母线电容的值，到是施加在到上的栅极驱动信号，LCL是输出滤波器。直流总线电压为1200 V，相间输出电压为690 V，电网频率= 50 Hz，调制系数m = 0.95，开关频率= 4 kHz，功率因数。
考虑到这两种模块的电性能和热性能彼此非常不同，如果每种情况下的散热器相同，则会导致不同的最高结温（因此在温度波动方面没有可比的结果）。因此，如第5节所示，选择两个单独的空气冷却系统，以便在稳态和最大测量均方根电流下具有相同温度。
2015年记录的来自法国南部一家光伏电站的电流产生值和环境温度的测量值被注入到损耗估计模型中。它们在图1和2中表示了一年多。参见图3和4。在图5中，可以观察到这些参数在一天中的典型变化。呈现这些典型的轮廓是为了突出光伏系统产生的电流的形状以及相应的环境温度。在采样时间为5s的情况下进行测量。为了估计基本周期（即每20 ms）内功率模块的平均结温和损耗，对每个测量点之间的任务剖面进行线性插值。注意，进行了验证，以确保5s的刻度足以观察所研究光伏电站的所有电流动态。
三、运营损失估算模型
3.1计算注意事项
利用上述任务剖面估计了半导体元件损耗随时间的演化。由于全年的样本数目庞大(如第2.2节所述，每20毫秒一个样本)，因此只使用基本周期的平均损失值来简化计算。因此，我们在计算 时没有考虑每个基本周期内的温度变化。
在以下各段中，将开发损失估计方法。我将通过每个开关的电流（晶体管 反并联二极管）。将其定义为I =，其中为晶体管中的电流，为二极管中的电流。
在第一象限中操作（I＞0）
当晶体管导通且电流I为正时，晶体管中的电流等于I，因为反并联二极管处于截止状态。
对于MOSFET，此电流与其电源端子上的电压之间的关系为：
（1）
用方法研究了MOSFET的开通状态电阻。是MOSFET通道中的电流。在这个构型中，等于I。
在IGBT的情况下，它与跨电源端子电压之间的关系可以表示为：
（2）
其中为IGBT的正向阈值电压，为其动态电阻。参数、和从制造商的数据表中扣除，且均与温度有关。
图3 2015年的当前概况
图4 2015年的环境温度曲线
3.2在第三象限中操作（I＜0）
对于IGBT电源模块，当电流为负且晶体管导通时，它只能通过反并联二极管。二极管中的电流为= minus;I，二极管两端的电压可近似为：
其中是二极管的阈值电压，是其动态电阻。
对于MOSFET，电流可以反向并联通过二极管，也可以通过MOSFET（沟道和体二极管）。然后，这些组件中的电流分布取决于负载所需的总体电流水平。图6显示了晶体管中电流，肖特基二极管中的电流以及总电流I随两个组件上的电压的变化的模型。在这种建模方法中，忽略了MOSFET体二极管中的电流，这已通过功率模块数据手册得到了证实。是肖特基二极管的阈值电压。对于我们的模型，假设如果电压小于则二极管被阻塞，否则等效于与电阻串联的电压源。
因此如果＜，MOSFET沟道单独导通＝I。如果当VDSge;E0时，MOSFET与二极管同时导通(I= minus;):
（4）
（5）
、和的值来自制造商的数据表。图6比较了第三象限传导的建模和数据表中给出的数值。
图5 I和T的一天变化图
图6 总电流I，晶体管中的电流和二极管中的电流与制造商数据表中的漏源电压的关系。
SiC肖特基二极管的阈值电压比本体二极管的小，后者的导通能力很小，可以最小化开关损耗，而在SiC肖特基二极管中开关损耗几乎为零。
图7显示电流的波形图8基本周期中电流ID的波形。在这些图中考虑了空载时间效应（电流为负时二极管的短导通）。可以注意到图7在某一时刻，在电流I的负半周期内，电流的正弦形状发生了变形；此时二极管在空载时间内开始导通。
利用这种方法，现在可以计算出第一象限和第三象限中MOSFET的传导损耗。
3.3.晶体管导通损耗
如前所述，平均损失将在基本期间内计算。为此，将使用基于每个开关周期的平均损耗积分的分析方法。图9显示了在上使用MOSFET时的瞬时传导损耗。在时间和之间，电流在反并联肖特基二极管和MOSFET之间共享。
可以使用以下公式估算平均传导损耗：
（6）
此时的MOSFET： if or （7）
if （8）
图7的电流与时间的关系
图8 中的电流与时间的关系
此时的IGBT：
3.4晶体管开关损耗
晶体管仅在电流I的正半周期间开关，而是上晶体管的平均开关损耗，由下式给出：（11）
其中和分别是从制造商文档中提取的给定电流和给定直流电压的开启和关闭能量。是上电流I的最大值，是开关频率。在该等式中，认为和都与开关电流和电压成比例。
3.5二极管损耗
在IGBT模块的情况下，二极管的导通损耗可以计算如下：
（12）
图9 MOSFET的传导损耗
开关损耗可表示为：
（15）
其中是制造商文档在给定电流和直流电压时给出的恢复能量。
对于SiC电源模块，SiC肖特基二极管的开关损耗可忽略不计。因为相应的恢复能量记录几乎为零。图10表示曲线= f（t），其中是上二极管的瞬时传导损耗。图11是图10的放大图，为了更好的观察不同的传导阶段。可以看出，二极管在空载时间内传导所有电流I，而当MOSFET导通时电流水平降低。
二极管的平均传导损耗可以表示为：(16)
在最后一个方程式中，假设在一个开关周期的两个死区时间内二极管中的电流相同。是死区时间，是切换周期。
4电热偶合
电热耦合用于考虑某些电参数对结温的依赖性。在IGBT的情况下存在这种耦合，但是在MOSFET的情况下，尤其是对于，其影响更为重要。图12显示了制造商数据表中发布的的温度依赖性，以及其对当前IT的依赖性。进行了相同的工作来估计参数，，和的变化。
图10肖特基二极管的传导损耗
图11肖特基二极管的传导损耗(图10的放大倍数)
5热模型
5.1建模方法
热模型具有损耗曲线作为输入。在此模型中，使用热阻ZCHCH（Case-Heatsink），ZHA（Heatsink-Ambient）和ZJ（Junction-Case）。后者根据Foster模型由以下方程式给出：
其中是模型的一个基本热阻，是点i的一个基本时间常数，N是模型中RC单元的数量。
通常，只有在外壳温度保持恒定的情况下，才可以使用Foster模型。但是，如果它相对于电源模块的时间常数（大约1 s）变化缓慢，则使用这种类型的模型将获得良好的结果。空气冷却器通常是这种情况。
为了获得与损耗曲线对应的每个组件的温度，在后者和热阻抗的导数之间进行卷积，这是整个系统（半导体 散热器）的脉冲响应。对于单个晶体管或二极管的模块：
（19）
但是，由于它是具有3个电源模块的2级三相逆变器，每个电源模块包含两个晶体管和2个二极管，因此系统的热模型可以由图2中所示的电路图表示。图13在该图中，PT和PD分别是晶体管和二极管的损耗， 和分别为晶体管和二极管的接线盒热阻抗，和分别为晶体管和二极管的外壳散热器热阻抗。是散热器-环境热阻，TA是环境温度。对于这种建模方法，假设二极管和晶体管下的外壳温度相同。这是不精确的，可能会导致结温估算误差达到几摄氏度。可以提出更精确的热模型，但这不是本文的范围
使用此电路，可以通过以下方式计算晶体管的结温：
对于二极管：
（20）和（21）公式的写作，基于使用Foster网络模型的事实，该模型允许整个组件中的电流保持（热通量）。这在物理上是错误的，但是根据给出的假设，可以获取相对准确的结果。
图12 MOSFET的导通状态电阻与结温和电流的关系
为了考虑，和的电热耦合，将每个样本处获得的温度重新注入到下一个样本的损耗估计模型中（20毫秒后）。
5.2一年的结温估算
图14和图15分别给出了图3电流型线对应的平均结温的估计结果，分别将其引入损耗模型、热模型和图4环境温度中。公式(20)和(21)的不是通过直接卷积积分得到的，由于在这个热模型中实现了Foster网络，因此方程式的解析成为可能。为了减少计算时间，采用了参考文献13中的方法。
为两个模块选择的散热片，虽然具有相同的热时间常数（200 s），但具有不同的热阻，所选择的热阻在稳态下对于150A电流具有相同的= 131°C。如上所述，该选择提供了可比较的温度变化，因为两个模块的电气和热性能非常不同。为了说明这种热性能差异，在下面给出了不同热阻的值表格1.SiC电源模块的散热器热阻大大降低，因为在相同的结温和电流水平下，传导和开关损耗更低。
图14和15示出，对于相同电流和相同环境温度，MOSFET的平均值低于IGBT的平均值。这主要是由于MOSFET的态电阻对结温的依赖性很强。如图12所示，该电阻随结温急剧增加。
6模型与Rainflow算法的集成
“Rainflow”是一个周期计数算法（任务配置文件中包含的周期）各个模块的配置文件是该算法的条目，它给出了在给定的平均TJ（Tm水平下，每个Delta;TJ值的出现次数N ）），以表格和直方图的形式表示N = f（，Delta;TJ）
通过将此算法应用于在图14，（图16）和Delta;TJ（图17）的情况下获得IGBT和MOSFET。
图16结果表明，对于低的平均结温（＜40°C），MOSFET的出现率要高于IGBT，相反，对于较高的（＞40°C）值， IGBT开始比MOSFET出现更多的情况，包括＞100℃，其中结温的变化更为严格
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