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准串联谐振型软开关移相调制逆变器
H. Kifune, Y. Hatanaka and M. Nakaoka
摘要: 提出了一种适用于感应加热的串联负载谐振和准谐振混合型软开关高频逆变器的原理。本文研究的逆变器具有功率调节的显著特点和恒定开关频率的功能，这是基于脉冲相移调制。因为准共振电流在流动每一个有功功率开关成为一个梯形波形或准方波应有对于准串联谐振操作，预计其导通损耗将随峰值的增大而增大，电流基本上通过各个功率半导体开关器件的全桥臂与常规串联负载谐振型高频逆变器相比，具有明显的抑制效果。本设计程序实现了电路元件的这种高频软开关研究了逆变器、开关峰值电压应力的减小效应及其功率调节性能详细描述和讨论。有效的5kW-21kHz的软开关脉冲相位在此基础上证明了采用IGBT功率模块的移频调制高频逆变器功率调节性能和功率转换效率。
1.介绍
近年来，除了用于消费者和商业用途的 IH (感应加热)食物煮食加热器外，在现代电力电子领域，IH热水发生器、蒸汽发生器和蒸发器等新概念应用也得到了发展。家用电器的额定功率为1～2kW，可作为IH食品烹饪加热器使用。在零电流软开关方案下工作的电压源采用单端推挽式或半桥式高频逆变电路拓扑结构，具有成本低、效率高、体积小等优点。
另一方面，全桥式逆变器在高功率IH应用中采用串联负载谐振原理。实现桥臂上所有有功功率开关的软开关操作，以降低开关损耗是可取的。然而，高频全桥逆变器在串联负载谐振运行时，由于PWM控制实现了恒频功率调节，其软开关工作范围较窄。在基于串联负载谐振的零电流软开关高频全桥式逆变器中，PWM控制的实现在原理上是困难的，因为它不可能确定一个关断点。据报道，逆变器的输出功率是由两个系列之间的电压或电流矢量控制谐振逆变器在一个恒定的频率条件下,但它有一个弱点，那就是峰值电流通过有功功率开关越高,效率越低。因此，有必要研制一种能在恒频条件下调节输出功率并实现软开关操作的高频逆变器。
作者提出了3kW 20kHz准谐振单端推挽式串联负载谐振软开关逆变器，该逆变器可在恒定频率下工作。然而，有一个问题是，负载电流包含一个依赖于输出功率调节的直流分量，因为电路拓扑不对称，导致了IH工作线圈上的导电损耗增加。针对上述问题，本文提出了一种恒频脉冲移相调制(PSM)串联谐振高频逆变器的对称拓扑结构，即所有的有功功率开关都能在开关时刻实现软开关。全桥式电流谐振逆变器采用PSM，其中一个桥腿处于超前状态，另一个桥腿处于滞后状态。在使用PSM的电路中，前导腿的操作只允许在关断时进行软切换，后随腿的操作只允许在接通时进行软切换。另一方面，该逆变器使所有的有功功率开关都能在软开关的软开关状态下工作，同时实现了宽功率整定的恒频功率调节。此外，尽管提出的逆变器被归为电流谐振型，但通过桥上电源开关的电流波形却变成了梯形。因此，集电极电流的峰值被抑制，从而产生较低的IGBT传导损耗。
本文提出了一种采用软开关PSM串联谐振高频逆变器的电路结构，并对其稳态运行和门脉冲策略进行了描述。此外，根据实验结果和数值结果，给出了电路元件的设计过程。 最后，为感应加热型过热蒸锅设计了一台21kHz-5kW型高频逆变器，有效地应用于食品烹饪和加工，验证了所有有源电源开关的软开关原理和恒频功率调节性能的有效性。
2先进串联谐振逆变器
2.1电路结构
图1是谐振高频软开关逆变器IGBT的原理图。Qb1(sb1/db1)和 Qb2(sb2/db2)实现 zcs turn-on 和 zvzcs turn-off。 Qa2(Sa2-Da2)在开启和关闭时都遵循 zvs 原则。
图1不对称准谐振逆变器结构
该逆变器具有较宽的功率调节软开关操作范围。然而，由于不对称电路拓扑结构的存在，负载电流，包括直流分量，会增加工作线圈的导通损耗。为了充分利用上述优点，缓解负载电流中存在直流分量的缺点，提出了一种具有两桥臂的对称准谐振高频软开关逆变器(见图2)。 桥路中的滞后支路由两个采用反向阻断二极管的开关块组成，分别与 c1和 c2电容并联连接。 在前端，电源开关采用无损耗缓冲电感 l1和 l2。 L1和 l2借助流过电源开关的电流提供软整流，从而将 zcs 开通和 zvzcs 关闭到 Sb1和 Sb2。 负载表示为负载电感负载和负载电阻负载的串联电路。采用 Sa1和 Sa2的PSM实现恒定开关频率功率调节。
图2准谐振逆变器结构
2.2软开关工作原理
图3说明了所提出的逆变器的电压和电流工作波形。图4显示了这种逆变器的等效电路为半周期运行。
图3工作波形
在这两个图中，假设所有的电路元件图的工作波形和功率器件是理想的。在图3中，Vga1和 Vga2是传递给 Sa1和 Sa2的栅极脉冲电压序列; Vgb1和 Vgb2也是 Sb1和 Sb2的栅极脉冲电压序列.如上所述，逆变器输出控制是基于 Vga1(vga2)的PSM。当 Vga1(Vga2)的相位差导致 Vgb2(Vgb1)时，输出功率变小。逆变器输出功率是最大的相移角，如图3所示。
表1设备的状态
表1显示了每种模式下哪些设备处于开启状态。Vga1和vga2的门脉冲长度的设置方法将在后面进行说明。开关周期的半周期操作如下。Mode 1(t0-t1):而Db1导电，vgb2在 t1=t0被传送到Sb2。通过Sb2的电流由于电感 L2而逐渐增大，通过 Db1的电流由于 L1而逐渐减小。 当L1和L2提供的软整流允许 Sb2的 zcs 开通，Db1的恢复电流被抑制。
图4各工作模式的等效电路
图4等效电路为每个工作模式2(电流增加模式 t1-t2) : 谐振电流是提供给感性负载通过sb2当电流流过 L1-db1变成零在 t1。 模式3(t2-t3) : 当流过 c1的共振电流成为峰值时，由于di/dt 值为零，c1的端电压 vc1与负电压之间存在零交叉点。 电源开关 sa1在t1/ t2时间打开zvs。因为c1在模式3中被sa1钳制到零电压，ib2，ia1和io 成为非共振电流。然后电流缓慢增加的时间常数负载/负载的负荷。逆变器的输出功率通过改变c1钳位到零伏特的周期来连续控制。模式2(电流递减模式t3-t4):当电源开关在t1/t3关闭时，它达到zvs 关闭，因为c1从零开始充电。在这种模式下，阻尼谐振电流开始再次流动。通过sb2的电流找到了一个过零点。模式(t4-t5(t0)): db2由于电流共振而打开。Sb2通过使 vgb1为零来完成 zcs 的开通，当vga1(vga2)的相位差成为vgb2(vgb1)的主导角时，逆变器的工作模式与上述模式不同。 图5和图6显示了在控制策略vga1和 vga2(f14601)相移减小输出功率的情况下，各工作模式的工作波形和等效电路。表2显示了每种模式下哪些设备处于开启状态。新添加的操作模式如下:模式5(t5-t0):当通过 db2-load-c2-l2循环的电流为零时，在sb2打开之前，sa1打开。然后负载电流流过db1-l1-sa1-lload-rload。在6(t0-t2) : sb2和 sa1变为 on-state，而当前负载电流流向 db1。
图5工作波形
3电路设计
电路元件的优化设计使该逆变器具有高的功率调节性能和宽的软开关运行范围。每个电路元件的优化设计步骤见下文。
图6每种工作方式的等效电路
表2设备状态
3.1无损耗感应器
无损耗吸收电感 L1和L2为电力开关提供零电流软交换在前端桥臂。 当各缓冲电路的电感值较大时，有效地抑制了开关电流的上升速率，减小了开关损耗。然而，由于逆变器的输出功率密度随着电感的增大而减小，因此电感过大并不是一个有效的方法。因此，足够的电感是从实际的角度来研究的。
图7Sb1和 sb2的测量开关损耗
图7代表了测量结果，电感和每个功率设备的，开关损耗之间的关系。在没有无损缓冲电感的情况下，在换相电流达到25a 的条件下，通过改变电感测量导桥臂上IGBT的开关损耗。 当电感比(L1/Lload =/L2 /Lload)为0.05或更大时，由于功率器件电流的上升速率受到抑制，导通损耗大大降低。由于电感的存在控制了二极管的恢复电流，从而降低了二极管的恢复损耗。因此，L1和 L2被设计为2Uh(L1/Lload1=0.06) ，以减少开关损耗和不降低逆变器输出功率密度。
3.2电容器的选择
适当地设计C1和C2的电容，以提高功率调节性能，扩大软开关的范围是必要的。图8示出了模拟结果的样本，其中功率调节范围和软开关区域依赖于电容器C1、C2。整个阴影区域是功率调节范围。Pmax 线和Pmin 线分别表示软交换操作范围的上限和下限。两线之间的区域是功率调节范围内的软开关区域。如图8示，功率调节范围可以通过在软开关区域选择一个小电容来扩大。
图8模拟功率调节范围至电容
这个电路的谐振频率，应该比开关频率高，所以前端的功率开关，可以实现ZCS。考虑sb1和 sb2的死区时间Td。然后要求电路的设计使得跨越开关的峰值电压不高于 igbt 的额定电压，因为跨越电容的谐振电压施加在滞后桥臂的 sa1和 sa2上。 由于该逆变器利用串联负载谐振提供高频电流，并实现软开关操作，电容器电压的绝对值成为 q 乘以直流输入电压 ed，其中 q 是谐振电路的品质因数。 因此，电容器电压峰值定义为以下方程: 因为电压峰值应低于额定电压.
程(3)和(5)被用来确定在所提出的逆变器的有效性极限范围。 如果所述电容满足(3)和(5)条件，则所述有源电力开关均可实现软开关操作。 当直流输入电压和 igbt 额定电压分别为200v 和600v 时，品质因数应小于3。
3.3 ZVS脉冲宽度开关
确定施加在滞后桥臂功率开关上的栅极脉冲电压的宽度 Tvga所有功率开关都能利用电流谐振完成软开关操作。 因此，下文讨论了电视机的设计方法。t0-t4周期定义为前端电源开关打开的时间。 Sb1和Sb2可以在以下条件下实现 zcs 操作。
图9理想波形
然后，引入了以下假设，使得 Tvga的计算变得容易: (i)sb1和 sb2没有死区时间;(ii)sb1和sb2处于通态的时间等于半周期1 / 2fs; (iii)再生电流不流动。些假设如图9中的上迹波形所示。
Sa2开启的时间 t2就是电容电压为零的时间。同时共振电流达到一个峰值，di/dt也变为零。在t1-t2之后sa2处于通态时，非共振电流流动 t1-t3的电流振幅与 t1-t2不同。然而，电容保持从t2到t3的零电压，电流幅值的差别不影响时间轴。因此，可以认为t2和t3是相同的共振时间，即当sa1不工作时，共振电流波形中的时间表示为 t23(见图9中的下波形)。 因此，tvga 是由以下公式给出的。
4的实验结果和讨论
建立了一个5kw 的逆变器样机，并进行了测试。 使用的实验电路参数和元件如下:
S1–S4 (D1–D4): CM100DU-12F
Ds1, Ds2: RURG8060
C1, C2: RC24P801:0.22mF
L1, L2: 2mH
Load impedance: 33 mH, 3.3O
Ed: 200 V
Td: 3ms
图10实验波形
图10显示了在额定功率下运行的逆变器的观测电压和电流波形。 在这种情况下，脉冲相移角 f设置为零。图11显示了观察到的电压和电流波形低于30% 的额定功率(f1/4601)。10a和11a显示了前桥腿功率开关sb1的电流和电压波形，图10b和11b显示了后桥腿功率开关 sa2的电流和电压波形，图10c和11c分别显示了负载电流和负载电压。
图11实验波形
如图10a和11a所示，由于无损吸附电感效应，前桥腿的电源开关在开启点达到 zcs，在关闭点达到 zvzcs。 在图10b和11b 中，当开关电压与负电压之间出现零交叉点时，滞后桥腿中的电源开关开启。关机后开关电压从零开始上升。 因此，sa1和sa2的 zvs 操作是在开启和关闭点获得的。认为通过sa1的电流振荡是由于驻留电感存在于sa1-da1-c1和sa2-da2-c2环路中。
图12功率调节性能和转换效率
图12显示了逆变器的输出功率和转换效率。所有电源开关的软开关操作，从额定功率5.2 kw到260w。在软开关范围内，直流-交流变流技术效率为95% 或更高。 因此，所提出的逆变器可以作为一个高效率的高频电源的过热蒸锅使用IH。
5.结论
提出了改进型串联谐振准谐振高频软开关逆变器用于过热汽轮机等负载。所有有源功率开关都可能在 ZVS 或 ZCS 条件下工作，而不需要辅助的谐振缓冲电路进行软开关。 通过对提高 IGBT功率调节性能和抑制电压应力的优化电路设计的探讨，评价了该高频逆变器的适用范围。 此外，在讨论电源开关器件Sa1和Sa2的栅极脉冲宽度设置时，阐明了所设计的逆变器具有用户IH应用所要求的功率调节性能。实验证明，在恒定开关频率下，采用脉冲移相调制策略可以有效地调节逆变器的输出功率。所有有源功率开关均在额定输出功率至5% 输出功率范围内进行软开关操作。此外，实验还验证了在高功率条件下的高效率95% 以上的工作。
6.参考文献
1.Terai, H., Sadakata, H., Omori, H., Yamashita, H., and Nakaoka, M.: lsquo;High frequency soft switchi
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